KAYNAKLAR 1. Hart, D. W.,1997, Introduction to Power Electronics
advertisement
KAYNAKLAR 1. Hart, D. W.,1997, Introduction to Power Electronics, Prentice Hall International Inc, USA. 2. Mohan, N., Undeland, T. M., Robbins, W.P.,1995, Power Electronics: Converters, Application and Design, Second edition, John Wiley & Sons, New York. 3. Lander, W. C.,1993, Power Electronics, Mc Graw-Hill, London. 4. Rashid, M. H., 1988, Power Electronics Circuits, Devices and Application, Prentice- Hall Int. Inc, New Jersey, USA. 5. Bradley, D. A., 1987, Power Electronics, VNR (international) Co. Ltd., London. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Doğrusal Güç Kaynakları (DGK) Doğrusal güç kaynağı devre şeması Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS DGK’nın üstünlükleri • Yapıları basittir. • Gürültüsüz çalışırlar. • Yük değişimlerine cevapları hızlıdır. • Devrede sürekli anahtarlama yapan eleman bulunmadığı için anahtarlama kaybı söz konusu değildir. Bu özellikleriyle çıkış gücü 10 W’ın altında olan çeviriciler için eleman ve üretim maliyeti, AGK’dan daha azdır. Ancak bütün bunlara rağmen DGK’nın bazı sakıncaları uygulama alanlarını ciddi bir biçimde kısıtlamaktadır. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS DGK’nın sakıncaları • DGK sadece azaltan konvertör olarak çalışırlar ve kayıpları da yüksektir. Denetim elemanı olarak kullanılan seri transistör doğrusal bölgede çalıştığı için kayıpları fazladır. Bütün yük akımı transistörden aktığı için transistörün üzerinde (Vdc – V0) .I0 kadar bir güç kaybedilecektir. Giriş gerilimi tolerans aralığında değiştikçe, kayıp ta bu değişime göre artar veya azalır. Bu kayıplar nedeniyle kaynağın verimi sadece %30 - %60 civarındadır. • DGK’nın sadece bir çıkışı vardır. Bu yüzden ek bir çıkış gerilimi istendiğinde ayrı bir kaynağın kullanılması gerekir ki bu da maliyeti ciddi bir şekilde arttırır. DGK yerine AGK kullanılması kayıplı çalışmayı önleyecek, ayrıca ağırlık ve boyutların da küçültülmesini sağlayacaktır. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Anahtarlamalı Güç Kaynakları (AGK) Anahtarlamalı güç kaynağı blok şeması Böylece çıkış gerilimi, yük ve giriş geriliminin değişimlerinden bağımsız hale gelir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS AGK’nın başlıca üstünlükleri • Verimleri %68 - %92 arasındadır. • Çalışma frekansları 50 Hz’ten çok daha büyük olduğundan kullanılan süzgeç elemanları çok daha küçüktür. • Bir AGK ile sabit çıkış gücünde pek çok çıkış gerilim ve akım elde edilebilir. • Güç transistörleri en verimli oldukları doyum ve kesim bölgelerinde çalışırlar. Yarı iletken teknolojisindeki gelişmeler ile anahtarlama frekansı çok yükseltilebildiği için, kullanılan ferit nüveli transformatörün boyutu küçülür. Transformatör ile gereken yalıtım sağlandığı gibi, gerilim ayarı da yapılabilir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS AGK’nın bazı sakıncaları • Devre yapısı doğrusal kaynaklara göre daha karmaşıktır. • Çıkışında ve girişinde gürültü seviyesi yüksektir. • Gürültünün giderilmesi için devreye eklenen süzgeç elemanları maliyeti arttırır. • Giriş gerilimi çıkışa kıyılarak aktarıldığı için yük ve girişteki değişmelere cevap verme süresi DGK’ına göre daha uzundur. • Doğrusal olmayan bir devre olduğu için analizi zordur. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Doğrusal Gerilim Regülatörleri Çıkış gerilimi VO=ILRL’dir ve 0’la yaklaşık olarak giriş gerilimi Vd’ye kadar denetlenebilir. + VCE Vg iL iL RL + Vo Vg RL - - Temel doğrusal regülatör Güç Elektroniği Ders notları + Vo Prof. Dr. Çetin ELMAS Temel Anahtarlamalı Konvertör + VCE - iL + RL VO - Vg (a) + RL VO - Vg 1 T 1 T Vo = ∫ Vo (t)dt = ∫ Vg dt = Vg D T 0 T 0 (b) VO Vg Kapalı 0 DT tk VO Açık T t ta tk tk D≡ = = t kfa tk + ta T fa anahtarlama frekansı (1-D)T (c) (a) Temel anahtarlamalı konvertör (b) Eşdeğer devre ( c ) Çıkış gerilimi Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS ANAHTAR KİPLİ GÜÇ KAYNAKLARI DA-DA konvertörler DA gerilimi farklı DA gerilim seviyesine dönüştüren, çoğunlukla regüleli çıkış üreten güç elektroniği devreleridir. Anahtar kipli DA-DA konvertörler (switched-mode dc-dc converters) olarak sınıflandırılır. regulators) veya Anahtarlamalı DA-DA kıyıcılar regülatörler (DC-DC (switching-mode chopper) adlandırılmaktadır. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS olarak da Anahtar Kipli Güç Kaynağı Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS TEMEL DC-DC KONVERTÖR YAPILARI Başlıca DA-DA konvertörleri: • Azaltan konvertör • Artıran konvertör • Azaltan/Artıran konvertör • Cuk konvertör • Flyback konvertörü Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS DA-DA konvertörlerin denetimi VO istenilen VO gerçek Anahtar denetim sinyali Vk + Kıyaslayıcı Yükseltici Tekrarlayan dalga formu (a) Yükseltilmiş hata Vk td 0 t Anahtarlama Denetim sinyali tk ta Ta=tk+ta sabittir 1 Anahtarlama frekansı fa = Ta tk VK D= = Darbeleme oranı T E$ td Bu yöntem, Dalga Modülasyonu (DGM) (Puls Width Modulation-PWM) (b) adlandırılır. Ta DGM (a) Blok diyagramı (b) Dalga Güç Elektroniği Ders notları Genişlik Prof. Dr. Çetin ELMAS olarak Gerilim Azaltan Konvertör VL + - iL Vg + Vx - ic C iR + Vc - RY ( a ) Devre şekli Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS + VO - Gerilim Azaltan Konvertör + V L =V g -V O - iL Vg ic + VC - + V X =V g - (b ) Anahtar açıkken devre şekli Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS iR + VO - Gerilim Azaltan Konvertör V L = -V O + - iL Vg + V x= 0 - ic C iR + Vc - RY ( c ) Anahtar kapalıyken devre şekli Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS + VO - Konvertördeki akım gerilim ilişkileri Anahtar kapalı Vg = v L + VC di Vg = L L + VC dt di L Vg − VC = dt L Vg − VC DT ∆i L = L vL V g- V O k a p a lı A ç ık t -V O (a ) İL Im ax ∆ iL iR I m in DT Anahtar açık: 0 = v L + VC di L 0=L + VC dt di L V =− C dt L VC ∆i L = − (1 − D)T L Güç Elektroniği Ders notları T (b ) t İC ∆Q iC ∆ iL t -i C T 2 ( c ) Prof. Dr. Çetin ELMAS Anahtarın kapalı ve açık olduğu süredeki akımdaki değişimler aynı olmalıdır. Vg − VC VC Buna göre ∆i L = DT ve ∆i L = − (1 − D)T birbirine eşittir. Bu iki L L eşitlikte gerekli sadeleştirmeler yapılırsa; Vg − VC V DT = c (1 − D)T L L (Vg − VC )D = VC (1 − D)T VC = DVg Böylece, kondansatör gerilimi ve dolayısıyla konvertörün çıkışı, darbeleme oranı ile giriş geriliminin çarpımına eşittir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Ortalama bobin akımını IL = i L max − i L min 2 (2.14) Kondansatör ve yük direncinin bulunduğu göze Kirşof’ un akım kanunu uygulanırsa, Eş. 2.15 elde edilir. Şekil 2.5a’ dan ortalama bobin akımının ortalama çıkış akımına eşit olduğu görülür. Bu nedenle çok büyük değerli olarak seçilen kondansatörün, normal akımda ortalama kondansatör akımı sıfırdır. Buradan hareketle eşitlik 2.16 elde edilebilir. İL=iC+iR (2.15) Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS iC=0 , IL=IR ve I R = I max + I min = 2 VC ise R VC R (2.16) Eş. 2.11 ve 2.12’ den faydalanarak bobin akımının maksimum ve minimum değerlerini verecek eşitlikler elde edilebilir. I max = I L + I max = ∆i L 2 (2.17) VO 1 VO 1 (1 − D ) + (1 − D)T = VO + R 2 L 2Lf R Güç Elektroniği Ders notları (2.18) Prof. Dr. Çetin ELMAS I min = I L − I min = ∆i L 2 (2.19) VO 1 VO 1 (1 − D ) − (1 − D)T = VO − 2Lf R 2 L R Burada 1 f = T (2.20) olup anahtarlama frekansıdır ve birimi hertz’dir. Konvertörün işlemin sürekli akım tipinde çalışabilmesi için minimum bobin akımı Imin’in en az sıfır olması gerekir. Buna göre Imin=0 değeri için işlemin sürekli ve süreksiz akım tipleri arasında sınırdır denilebilir. Sürekli akım çalışma için minimum bobin değeri Eş. 2.20’nin sıfıra eşitlenmesiyle bulunabilir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS 1 (1 − D) I min = 0 = VO − 2Lf R (1 − D)R L min = 2f (2.21) Teorik olarak analiz yaparken, çıkış gerilimini sabit tutabilmek için, kondansatör değeri çok büyük kabul edildi. Ancak pratikte bu mümkün değildir. Bu nedenle çıkış gerilimi salınım yapar veya dalgacık oluşturur. Bu dalgacık kondansatörün akım gerilim ilişkisinden hesaplanabilir. Şekil 5.6c’de görülen kondansatör akımı iC=iL-iR’ dir. Kondansatör şarj olurken kondansatör akımı pozitiftir. Kapasitansın tanımından kondansatör üzerindeki yük Q=CVO’ dur. Dalgacık tarafından Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS oluşturulan yük ise ∆Q=C∆VO’ dur. Buradan fark çıkış gerilimi Eş. 2.22’deki gibi elde edilebilir. ∆VO = ∆Q C (2.22) olur. Yükteki değişim buradan hesaplanabilir. 1 T ∆i T∆i L ∆Q = L = 2 2 2 8 (2.23) Sonuç olarak fark gerilim Eş 2.24’teki gibi yazılabilir. ∆VO = V (1 − D)T T VO (1 − D)T = O 8C L 8LCf 2 Güç Elektroniği Ders notları (2.24) Prof. Dr. Çetin ELMAS Yukarıdaki eşitlikte, ∆VO çıkış gerilimindeki dalgacığın tepeden tepeye değeridir. Dalgacığı Eş.2.25’teki gibi, çıkış geriliminin bir kesri olarak uygulamak daha kullanışlıdır. ∆VO 1− D = VO 8LCf 2 (2.25) Devre elemanları ideal ise giriş gücü ile yükün çektiği gücün birbirine eşit olması gerekir. Bunlar Eş. 2.26’daki denklemlerde görülebilir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Pg = PO (2.26) Vg I g = VO I O VO I g = Vg I O Eş. 2.26’daki denklemlerden de görüldüğü gibi akım gerilim ilişkisi aynı AA transformatörlerinde olduğu gibidir. Bunun için azaltan tip konvertörlere DA transformatörleri de denilebilir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Gerilim azaltan konvertörlerin tasarım faktörleri Azaltan konvertörler çoğunlukla sürekli akım işlemi için tasarlanır. Anahtarlama frekansı ve minimum bobin değeri Eş. 2.21’deki gibi hesaplanır. Ayrıca çıkış gerilimin dalgacığın minimum olması için Eş. 2.25’e göre kondansatör kapasitesi seçilir. Eğer anahtarlama frekansı yeterince yüksek seçilirse, minimum değerdeki bobin sürekli akım tipinde çalışmayı sağlar. Bunun için yüksek kondansatör ve bobinin her ikisi de anahtarlama frekansının yüksek olmasını gerektirir. Fakat anahtarlama frekansının yükselmesi ile anahtarlarda oluşacak kayıplarda artacağı için anahtarlama frekansı da çok fazla büyük seçilemez. Genellikle anahtarlama frekansı 20 kHz ile 50 kHz arasında seçilir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Gerilim Azaltan Konvertörün Durum Denklemleri Anahtarlama periyoduna sahip bir devrenin durum denklemleri yardımı ile çözümü, anahtarın kapalı olduğu durum için bir denklem grubu ve anahtarın açık olduğu durum için bir denklem grubu olmak üzere, devreyi tanımlayan iki denklem grubu gerektirir. Bir sistemi tanımlayan durum denklemi Eş. 2.27’deki gibi tanımlanır. Çıkış gerilimi ise Eş.2.28’deki gibi yazılabilir. x& = Ax + Bv (2.27) vO=CTx (2.28) Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Anahtarlamalı devrelerde iki grup durum denklem grubu gerektiğine göre Eş. 2.27 ve 2.28 yeniden yazılırsa Eş. 2.29 ve 30’daki denklemler elde edilir. Anahtar kapalı iken; x& = A1x + B1 v (2.29) vO = C x T 1 Anahtar açık iken; x& = A 2 x + B 2 v (2.30) vO = C x T 2 Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Gerilim azaltan konvertörün durum denklemlerinin oluşturulması Anahtar Kapalı İken: V L =V g -V O + iL Vg + V X =V g - ic + VC - iR + VO - (b ) Anahtar kapalı iken gerilim azaltan konvertörün eşdeğer devresi Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Anahtar kapalı iken, eşdeğer devresi Şekilde verilen devrenin çevre denklemleri ve Kirşof akım kanununa göre elde edilen denklemleri aşağıdaki gibidir: dv c i L − i R di L dv = + vc i = C * c Vg = L * dt C c dt dt vc vo di L Vg − v c ic = iL − İ R i R = = = R R dt L VO=iRR=VC Anahtar kapalı iken devrenin durum denklemleri Eş. 2.31’deki gibi olur. X = A 1 x + B1 v (2.31) Vo = C x T 1 Burada durum değişkenleri Eş.2.32’daki gibidir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS 1 − 1 0 L A1 = , B1 = L , C1 = [0 1 1 0 − C R ⋅C i 1] , x = L vc (2.32) Durum denklemindeki v değeri ise giriş gerilimi Vg’ dir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Anahtar Açık iken: V L = -V O + - iL Vg + V x= 0 - ic C iR + Vc - RY ( c ) Gerilim azaltan konvertörün anahtar açık iken eşdeğer devresi Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS + VO - Anahtar açık iken devrenin durumu Şekilde görüldüğü gibidir. Buna göre devrenin çevre denklemleri ve Kirshoff akım kanununa göre elde edilen denklemler aşağıdaki gibidir: di L 0=L + vc dt di L v c VO=iRR=VC = dt L dv c i L − i R = dt C Durum denklemleri Eş. 2.33’deki gibi elde edilir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS & 2 = A 2 ⋅ x + B1 ⋅ v X (2.33) vo = C ⋅ x T 2 Durum değişkenleri ise A1=A2, B2=0 ve C1=C2’ dir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS CUK konvertörü Cuk konvertörü önceki bölümde ele alınan Azaltan/Artıran konvertör prensipleri kullanılarak elde edilmiştir. + + Vg VL1 - + VC1 - - VL2 L1 L2 iL1 iL2 S D + iR iC VC C R Şekil 1.15. Cuk konvertör dalga formu Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Vo + VL1 İletim Kesim (Vd) 0 t (Vd-VC1=-VO) (VC1-VO) VL2 0 t Şekil 1.16. Cuk konvertör dalga formu (-VO) iL1 iL1 0 t iL2 iL2 0 t (1-D)TS DTS Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Azaltan/Artıran konvertörüne benzer şekilde Cuk konvertörü, giriş geriliminin ortak noktasına bağlı olarak, negatif polarmalı regüle edilmiş çıkış gerilimi sağlar. Burada C1 kondansatörü depolamanın başlıca yöntemlerini ve girişten çıkışa enerji transferini etkiler. Sabit durumda, ortalama indüktör gerilimleri VL1 ve VL2 sıfırdır. Bundan dolayı Şekil 1.16’nın incelenmesinden; Vc1 = Vd + V0 Güç Elektroniği Ders notları (1.52) Prof. Dr. Çetin ELMAS bulunabilir. Bundan dolayı Vc1, Vd ve V0’ın ikisinden de büyüktür. C1’i yeteri derecede büyük farz edersek, sabit durumda onun C1 ortalama değerinden Vc1 varyasyonu önemsiz derecede küçük kabul edilebilir. Anahtar kapalı olduğunda, indüktör akımları iL1 ve iL2 diyot içinde dolaşır. Devre Şekil 1.16’da görülmektedir. C1 giriş diyotu, L1 ile şarj olur, Vc1, Vd’den büyük olduğu için iL1 azalır. C2’de depolanan enerji, çıkışı besler. Bu yüzden iL2 azalır. L1 : Vd DTs + ( Vd − VC1 ) (1 − D) Ts = 0 Vc1 = [1 / (1 − D ) ]Vd Güç Elektroniği Ders notları (1.53) Prof. Dr. Çetin ELMAS L2 : ( VC1 − V0 ) DTs + (−V0 ) (1 − D ) Ts = 0 VC1 = (1 / D ) V0 (1.54) (V 0 / Vd ) = [ D / (1 − D ) ] (1.55) ( I 0 / I d ) = [ (1 − D ) / D ] (1.56) Anahtar açık olduğunda, Vc1 diyotu ters polarmadır. İndüktör akımları iL1 ve iL2 anahtardan Şekil 1.16’de gösterildiği gibi çıkarlar. VC1 > V0 olduğunda, enerji çıkış ve L2’ye transfer ederken C1 anahtar boyunca deşarj olur. Bundan dolayı iL2 artar. iL1’in artmasını sağlamak için giriş L1’i ile besler. İndüktör akımları iL1 ve iL2’nin Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS sürekli olduğu kabul edilmiştir. Sabit durumda ifade edilen gerilim ve akım iki farklı yoldan elde edilebilir. Kondansatör gerilimi Vc1’i sabit olacak şekilde kabul edersek, L1 ve C2 içindeki gerilimlerin integrali bir zaman periyodu aralığı ile sıfıra eşitlenir. Eş.1.53 ve Eş.1.54 den Eş.1.55 elde edilir. Pd = P0 farz edilirse I L1 = I d ve I L2 = I 0 olduğu yerlerde Eş.1.56 elde edilebilir. Bu ifadeleri elde etmek için başka bir yol daha vardır. İndüktör akımları iL1 ve iL2’yi esasen rıpılsız farz edelim. ( i L1 = I L1 ve i L 2 = I L 2 ) anahtar kapalı olduğunda şarj C1’e IL3 (1-D) Is’ye eşit olarak dağıtılır. Anahtar açık olduğunda kondansatör bir Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS miktar IL2 DTs’de dEş.arj olur. Sabit durumda C1 ile birleştirilen şarjın kesintisiz değişmesi bir zaman periyodu aracılığı ile sıfır olmalıdır. I L1 (1 − D ) TS = I L 2 DTS (1.57) I L 2 / I L1 = ( I 0 / I d ) = [ (1 − D ) / D ] (1.58) V0 / Vd = [ D / (1 − D ) ] (1.59) ( P0 = Pd ) Analizlerdeki her iki metot da hemen hemen aynı sonuçları verir. Ortalama giriş ve çıkış ilişkisi Azaltan/Artıran konvertöre benzer. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Flyback konvertörü Flyback konvertörleri Azaltan/Artıran konvertörlerden türetilmiştir. L + - C Vd S R Vo + D Şekil 1.17. Flyback konvertör Güç Elektroniği Ders notları L1 + - L2 C Vd S R Vo + D Şekil 1.17. İzoleli Flyback konvertör Prof. Dr. Çetin ELMAS Şekil 1.18(a) çift indüktörlü flyback konvertörün eşdeğer devresi görülmektedir. ID=0 Lm Im + - Vd IO + V1 C - IO ID R Vo + L1 L2 Lm Im + - Vd + V1 - D V2 - C + L1 L2 Isw I2 Şekil 1.18. Flyback konvertör devre durumları Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS R Vo + Sarım polaritelerine uygun olarak anahtar açık olduğunda Şekil 1.18 (a)’daki D diyotu ters polarmalanır. Azaltan/Artıran konvertördeki sürekli akım iletim kipi, flyback konvertördeki indüktör nüvesinde bir mağnetizasyon kaybına sebep olur. Bu yüzden Şekil 1.19’daki dalga formlarında görüldüğü gibi, indüktör nüve akısı pozitif olan ilk değeri ile φ(0) lineer olarak artar. φ (t ) = φ(0) + (Vd / N 1 ) t 0 < t < t on (1.60) ve açık anahtar aralığının sonundaki tepe akısı φ aşağıdaki şekilde verilebilir. φ = φ(t on ) = φ(0) + (Vd / N 1 ) t on Güç Elektroniği Ders notları (1.61) Prof. Dr. Çetin ELMAS V1 Vd 0 t - N1/N2V 0 t on φ t off Ts φ ( 0) t 0 iD 0 Io t Şekil 1.19. Flyback konvertör dalga formları Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS ton’dan sonra, anahtar kapanır ve nüvede depolanan enerji, Şekil 1.18 (b)’de gösterildiği gibi, akımın D diyotu boyunca sekonder sarıma akmasına sebep olur. Sekonder sarımdan geçen gerilim V2 = -V0 ‘dır ve bu yüzden akış toff boyunca lineer olarak azalır. φ (t ) = φ − ( V0 / N 2 ) (t − t on ) t on < t < TS φ (TS ) = φ − ( V0 / N 2 ) (TS − t on ) (1.62) (1.63) Eş.1.62 kullanılarak, φ (0) + ( Vd / N 1 ) t on − ( V0 / N 2 ) (TS − t on ) Güç Elektroniği Ders notları (1.64) Prof. Dr. Çetin ELMAS elde edilir. Bir zaman periyodunda nüve akısındaki net değişim sabit durumda sıfır olmalıdır. φ (TS ) = φ (0) (1.65) Eş.1.64 ve Eş.1.65 dan faydalanarak, V0 / Vd = ( N 2 / N 1 ) .( D / 1 − D ) Güç Elektroniği Ders notları (1.66) Prof. Dr. Çetin ELMAS D = t on / TS ile elde edilir. Buradan Azaltan/Artıran konvertörlerdeki aynı yöntemle, flyback konvertörlerindeki gerilim transfer oranının D’ye bağlı olduğunu göstermektedir. Şekil 1.19’da gösterilen gerilim ve akım dalga formları aşağıdaki denklemlerden bulunabilir. Anahtar açma aralığı boyunca transformatör primer gerilimi V1 = Vd’dir. Bu yüzden indüktör akımı Im(0)’a bağlı olarak lineer artış gösterir. I m (t ) = i S (t ) = I m (0) + (Vd / Lm ) t I m = I S = I m (0) + (Vd / Lm ) t on Güç Elektroniği Ders notları 0 < t < t on (1.67) (1.68) Prof. Dr. Çetin ELMAS Anahtar kapama aralığı boyunca, anahtar akımı sıfıra doğru gider ve V1 = − ( N 1 / N 2 ).V0 olur. Bu yüzden im ve diyot akımı iD, t on < t < TS boyunca aşağıdaki şekilde ifade edilebilir. i m (t ) = I m − [ V0 ( N 1 / N 2 ) / ( Lm ) ]. (t − t on ) (1.69) i D (t ) = ( N 1 / N 2 ) im (t ) = ( N 1 / N 2 ).[ I m − V0 ( N 1 / N 2 ) / Lm (t − t on ) ] (1.70) ortalama diyot akımı I0 değerine ulaştığında Eş.1.70’den Eş.1.71 elde edilir. I m = I s = [ ( N 2 / N 1 ). (1 / 1 − D ). I 0 ] + [ ( N 1 / N 2 ). (1 − D ) TS / ( 2 Lm ) ] .V0 (1.71) Kapama aralığı boyunca anahtar içindeki gerilim; Eş.1.72’yi verebilir. V S = Vd + ( N 1 / N 2 ) V0 = (Vd / 1 − D ) Güç Elektroniği Ders notları (1.72) Prof. Dr. Çetin ELMAS Diğer flyback konvertör topolojileri Flyback konvertör topolojilerindeki iki değişiklik Şekil 1.20’de gösterilmektedir. + + D ID N1:N2 C N1:N2 C R Vo Vd N1:N2 D R Vo - D Vd + D T1 T2 - - D Şekil 1.20. Diğer flyback konvertör topolojileri Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS İki transistörlü flyback konvertör Şekil 1.21, T1 ve T2’nin Eş.zamanlı olarak açılıp kapandığı flyback konvertörünün iki transistörlü versiyonunu göstermektedir. Böyle bir topolojinin daha önce ele alınan tek transistör flyback konvertöründen üstün tarafı anahtarlardaki gerilim oranlarının, tek transistör versiyonundakinin yarısı kadar olmasıdır. Bundan başka primer sarıma bağlanmış diyotlarda akım yolu bulunduğunda, primer sarım içindeki bir dağıtıcı snubber, transformatörün primer sızıntı indüktansıyla birleşen bir enerjinin dağıtımında gerekli değildir. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS + D T1 N1:N2 D C Vd D R Vo T2 - Şekil 1.21. Diğer flyback konvertör topolojileri Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS Paralel düzenlenmiş flyback konvertör Yüksek güç seviyelerinde, paralel iki veya daha çok flyback konvertörünün kullanımı, yüksek güç ünitesinin kullanımından daha yararlı olabilir. Paralel düzenlemenin avantajlarından bazıları (sadece flyback konvertörleriyle sınırlandırılmamış olmak üzere): Birincisi, uygun bir yüksek sistem güvenilirliği sağlaması, ikinci olarak, etkili anahtarlama frekansını artırması ve bundan dolayı giriş veya çıkıştaki dalgalanmaların azaltması ve üçüncü olarak da bunların bir miktarının yüksek güç sağlamak için paralel düzenlenebildiği yerlerde düşük güçlü flyback konvertörlerin belirli bir ölçüye uydurulabilmesine izin vermesidir. Paralel konvertörler arasındaki akım paylaşım problemi, akım kip kontrolü ile düzeltilebilir. Şekil 1.22 paralel devresindeki iki flyback konvertörünü göstermektedir, bunlar aynı anahtarlama frekansında çalışır fakat iki konvertördeki anahtarlar, birinden diğerine bir yarım zaman peryodunda açılmak üzere sıralanır. Bu da düzeltilen giriş ve çıkış akım dalga formlarıyla sonuçlanır. Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS + ID N1:N2 + D C R Vo - Vd N1:N2 - D Şekil 1.22. Diğer flyback konvertör topolojileri Güç Elektroniği Ders notları Prof. Dr. Çetin ELMAS
