T.C. SELÇUK ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ

T.C.
SELÇUK ÜNİVERSİTESİ
FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ
ELEKTRİK KESİNTİLERİNE KARŞI ASANSÖR
KURTARMA SİSTEMİ TASARIMI ve UYGULAMASI
Zafer DEDEOĞLU
YÜKSEK LİSANS TEZİ
ELEKTRİK-ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİ
ANABİLİM DALI
Konya,2006
ELEKTRİK KESİNTİLERİNE KARŞI ASANSÖR
KURTARMA SİSTEMİ TASARIMI ve UYGULAMASI
Zafer DEDEOĞLU
YÜKSEK LİSANS TEZİ
ELEKTRİK-ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİ ANABİLİM DALI
T.C.
SELÇUK ÜNİVERSİTESİ
FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ
ELEKTRİK KESİNTİLERİNE KARŞI ASANSÖR
KURTARMA SİSTEMİ TASARIMI ve UYGULAMASI
Zafer DEDEOĞLU
YÜKSEK LİSANS TEZİ
ELEKTRİK-ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİ ANABİLİM DALI
Bu tez …/…/… tarihinde aşağıdaki jüri tarafından oybirliği/oyçokluğu ile kabul edilmiştir.
Üye
Üye
Danışman
Doç.Dr.Saadetdin HERDEM
Yrd.Doç.Dr.Abdullah ÜRKMEZ
Yrd.Doç.Dr.Osman BİLGİN
ÖZET
Yüksek Lisans Tezi
ELEKTRİK KESİNTİLERİNE KARŞI ASANSÖR KURTARMA SİSTEMİ TASARIMI
ve UYGULAMASI
Zafer DEDEOĞLU
Selçuk Üniversitesi
Fen Bilimleri Enstitüsü
Elektrik-Elektronik Mühendisliği Anabilim Dalı
Danışman: Yrd.Doç.Dr. Osman BİLGİN
2006, 113 sayfa
Jüri:
Doç.Dr. Saadetdin HERDEM
Yrd.Doç.Dr. Abdullah ÜRKMEZ
Yrd.Doç.Dr. Osman BİLGİN
Bu çalışmada enerji kesintisi anında iki kat arasında kalan bir asansörün kata kadar
getirilmesi işlemi gerçekleştirilmiştir. Öncelikle asansörün çalışma mekanizması ayrıntılı bir
şekilde incelenmiştir. Asansör motorunun ve redüktörünün yapısı irdelenmiştir. Asansörler
yüksek risk faktörü içeren sistemlerdir. Bunun için asansör çalışmaya başlamadan önce bazı
güvenlik gereklerini sağlamış olmalıdır. Bu gereklilik bakım personelinin ve kullanıcıların
güvenliği için çok önemlidir. Gerçekleştirilen elektronik devrede bu güvenlik kurallarına dikkat
edilmiştir. Bu tez çalışmasının sonunda ortaya çıkan elektronik devre 12 kW gücündeki bir
asansör motorunda yük altında test edilmiştir.
Anahtar Kelimeler: Vektör kontrol, Asansör, İnverter
i
ABSTRACT
Master Thesis
EMERGENCY RESCUE SYSTEM DESIGN AND CONSTRUCTION
AGAINST MAIN POWER FAILURE FOR ELEVATORS
Zafer DEDEOĞLU
Selçuk University
Graduate School of Natural and Applied Sciences
Department of Electrical-Electronics Engineering
Supervisor: Asst. Prof. Osman BİLGİN
2006, 113 pages
Jury:
Assc.Prof. Saadetdin HERDEM
Asst.Prof. Abdullah ÜRKMEZ
Asst.Prof. Osman BİLGİN
In this thesis, Rescue operation of an elevator cabin between two floors was implemented.
This operation is carried out by a electronic circuit powered by a battery. First of all, the
mechanism of the elevators was studied in detail. The motor of the elevators and gear boxes were
studied too. The elevators are sophisticated systems that include high risc factor. Because of this,
they must be controlled some safety conditions. These conditions are very important for safety of
users and maintenance people. This study takes into consideration of safety chain. This study was
implemented and tested on a 12 kW elevator motor.
Key Words: Vector control, Elevator, Inverter
ii
TEŞEKKÜR
Yüksek Lisans çalışmam boyunca bilgi ve tecrübeleri ile her türlü desteğini esirgemeyen
danışmanım Yrd. Doç.Dr. Osman BİLGİN’e ve Arş. Gör. Bayram AKDEMİR’e ve tüm öğretim
elemanlarına teşekkürlerimi sunarım.
Ayrıca
çalışmalarımda desteklerini esirgemeyen KOSKİ Genel
Müdürü Ahmet
SORGUN’a, KOSKİ Eski Genel Müdürü Yafes YÜZÜGÜLDÜ’ye, Elektrik Makina ve Malzeme
Daire Başkanı Ömer GÜL’e, Atölyeler Şube Müdürü İbrahim ÇAKIR’a, Malzeme İkmal Şube
Müdürü Rahmi UÇAN’a, Başşoförlük ve Tamirhaneler Şube Müdürü Mustafa YAYLACI’ya,
Makina Mühendisi Mehmet A. GÜL’e, EEM İth.İhr.Paz.veTic.AŞ. ortaklarından Süleyman
HOMAK’a ve aileme teşekkürlerimi sunarım.
iii
İÇİNDEKİLER
ÖZET ………………………………………………………………………………………….
i
ABSTRACT …………………………………………………………………………………..
ii
TEŞEKKÜR …………………………………………………………………………………..
iii
İÇİNDEKİLER ………………………………………………………………………………..
iv
SEMBOLLER VE KISALTMALAR ………………………………………………………… viii
1. GİRİŞ ……………………………………………………………………………………….
1
2. KAYNAK ARAŞTIRMASI ………………………………………………………………..
5
3. ASANSÖRLERE GENEL BAKIŞ ………………………………………………………… 10
3.1 Asansörlerin Tarihsel Gelişimi ………………………………………………………... 10
3.2 Düşey Transport Sistemleri ……………………………………………………………. 12
3.2.1 Kullanım amacına göre asansörler ………………………………………………. 13
3.2.1.1 İnsan asansörleri …………………………………………………………… 13
3.2.1.2 Yük asansörleri ……………………………………………………………. 14
3.2.1.3 Servis asansörleri ………………………………………………………….. 14
3.2.2 Tahrik yöntemine göre asansörler ……………………………………………….. 14
3.2.2.1 Halatlı asansörler …………………………………………………………... 14
3.2.2.2 Hidrolik asansörler ………………………………………………………… 15
3.3 Asansör Mekanik Donanımı …………………………………………………………... 15
3.3.1 Asansör kuyusu (boşluğu) ………………………………………………………. 16
3.3.2 Makina dairesi …………………………………………………………………... 17
3.3.3 Kabin …………………………………………………………………………….. 17
3.3.4 Patenler …………………………………………………………………………... 17
3.3.5 Kat kapıları ………………………………………………………………………. 18
3.3.6 Kılavuz raylar ……………………………………………………………………. 19
3.3.7 Karşı ağırlık …………………………………………………………………….... 19
3.3.8 Askı elemanı …………………………………………………………………….. 20
3.3.9 Hız regülatörü …………………………………………………………………… 20
iv
3.3.10 Son kat şalteri …………………………………………………………………... 20
3.3.11 Paraşüt tertibatı ………………………………………………………………… 20
3.3.12 Tamponlar ……………………………………………………………………… 21
3.3.13 Asansör makinası ………………………………………………………………. 22
3.3.14 Elektrik donanımı ………………………………………………………………. 22
3.3.15 Kumanda düzeni ……………………………………………………………….. 22
4. ASENKRON MOTORLAR ……………………………………………………………...…. 24
4.1 Giriş ……………………………………………………………………………………. 24
4.2 Asenkron Motorların Temelleri ……………………………………………………….. 24
4.2.1 Motorun dönme hareketi ………………………………………………………… 25
4.2.2 Rotor e.m.k’sı ve frekansı ……………………………………………………….. 26
4.2.3 Rotor empedansı ve akımı ……………………………………………………….. 27
4.2.4 Rotor bakır kayıpları ……………………………………………………………... 27
4.2.5 İndüksiyon motoru için moment denklemi ………………………………………. 28
4.3 Asenkron Motor Tipleri ………………………………………………………………... 30
4.3.1 Sincap kafesli motorlar …………………………………………………………… 30
4.3.2 Bilezikli asenkron motorlar ………………………………………………………. 30
4.4 Asenkron motorların Hız-Moment Karakteristikleri …………………………………… 31
5. ASENKRON MOTORLARDA HIZ KONTROL YÖNTEMLERİ ………………………… 33
5.1 Giriş …………………………………………………………………………………….. 33
5.2. Stator Geriliminin Değiştirilmesi İle Yapılan Hız Kontrolü …………………………... 35
5.3. Kutup Sayısının Değiştirilmesi İle Yapılan Hız Kontrolü …………………………….. 38
5.4. Rotor Direncinin Değiştirilmesi İle Yapılan Hız Kontrolü …………………………… 39
5.5. Rotora Bağlanan Etkin Direncin Değiştirilmesi İle Yapılan Hız Kontrolü ………….... 41
5.6. Senkronaltı Çevirici Kaskadı İle Bilezikli Asenkron Makinada Hız Kontrolü ……….. 42
5.7. Senktronaltı – Senkronüstü Çevirici Kaskadı İle Bilezikli Asenkron Makinada
Hız Kontrolü …………………………………………………………………………… 43
5.8. Stator Frekansını Değiştirerek Hız Kontrolü ………………………………………….. 44
5.9. Stator Geriliminin Genlik ve Frekansını Değiştirilmesi İle Hız Kontrolü ……………. 47
5.10. Skaler Kontrol Yöntemleri ………………………………………….………………. 47
v
5.11. Doğrudan Frekans Çeviriciler ………………………………………………………. 49
5.12. Ara Devreli Frekans Çeviricileri ……………………………………………………. 50
5.13. Akım Ara Devreli Frekans Çeviriciler ……………………………………………… 51
5.14. Gerilim Ara Devreli Frekans Çeviriciler ……………………………………………. 52
5.15. Değişken Gerilim Ara Devreli Frekans Çeviriciler …………………………………. 52
5.16. Sabit Gerilim Ara Devreli Gerilim Çeviriciler ……………………………………… 54
5.17. PWM (Darbe Genişlik Modülasyonu) ……………………………………………… 54
5.17.1. Sinüs üçgen karşılaştırması …………………………………………………… 55
5.17.2. Histeresiz özellikli orantılı akım kontrolü ……………………………………. 58
6. VEKTÖREL KONTROL YÖNTEMLERİ ………………………………………………… 65
6.1. Giriş ………………………………………………………………………………….... 65
6.2. Doğrudan Vektör Kontrol Yöntemi …………………………………………………... 74
6.3. Gözlemleyici Kullanan Doğrudan Vektör Kontrol Yöntemleri ………………………. 80
6.3.1. Luenberger Gözlemleyicisi ……………………………………………………… 82
6.4. Dolaylı Vektör Kontrol Yöntemi ……………………………………………………… 86
7. GERÇEKLEŞTİRİLEN SİSTEMİN ÇALIŞMA PRENSİBİ ……………………………….. 90
7.1 Asansör Emniyet Devreleri ……………………….……………………………………. 90
7.1.1 Stop kontakları ………..………………………………………………………….. 91
7.1.2 Fiş kontakları …………………………………………………………………….. 91
7.1.3 Kilit kontakları …………………………………………………………………… 91
7.2 Asansörlerde Kullanılan Bi-stable Manyetik Şalterler ………………………………… 91
7.3 Devrenin Blok Diyagramı . ……………………………………………………………. 92
7.4 Elektriksel Yalıtım …………………………………………………………………….. 93
7.5 Besleme Kaynağı ……………………………………………………………………… 96
7.6 Akü Şarj Devresi ……………………………………………………………………… 97
7.7 190VDC Gerilimin Elde Edilmesi ……………………………………………………. 98
7.8 Üç Faz Sürücü . ……………………………………………………………………….. 100
7.9 Mikrokontrolör ………………………………………………………………………... 101
8. SONUÇLAR VE SONUÇLARIN TARTIŞILMASI ……………………………………… 104
8.1 Sonuçlar ………………………………………………………………………………. 104
vi
8.2 Öneriler ………………………………………………………………………………. 108
9. KAYNAKLAR ……………………………………………………………………………. 109
EKLER
vii
SEMBOLLER VE KISALTMALAR
SEMBOL
ANLAMI
fs
Senkron frekans (makinaya uygulanan stator geriliminin frekansıdır.) (Hz.)
fr
Rotor frekansı (Hz.)
E
Emk (elektromotor kuvvet)
E1
Statorda endüklenen Emk (V)
E2
Rotorda endüklenen Emk (V)
km
Makina moment sabiti
ky
Yük momenti sabiti
MIPS
Mega Instruction Per Second
Me
Makinanın ürettiği moment (Nm)
Me,max
Devrilme momenti (Nm)
Mey
Yol alma moment, (Nm)
My
Yük momenti, (Nm)
ms
Stator faz sayısı
mr
Rotor faz sayısı
N1
Statorun sarım sayısı (tur)
N2
Rotorun sarım sayısı (tur)
n
Anma Hızı (d/d)
ns
Senkron hız (d/d)
nd
Devrilme hızı (d/d)
η
Motorun verimi
P
Güç (W)
Pm
Motorun milinden alınan güç (W)
P2
Rotor döner alanına yapılan güç girişi (W)
p
Kutup çifti sayısı
s
Kayma
sd
Devrilme kayması
Xr
Rotor reaktansı
viii
Xsσ
Stator kaçak reaktansı (Ω)
Xrσ
Rotor kaçak reaktansı (Ω)
X΄rσ
Stator tarafına indirgenmiş rotor kaçak reaktansı (Ω)
Vs
Statora uygulanan gerilim (V)
Vsn
Makinanın stator sargılarına uygulanabilecek maksimum gerilim (V)
ωs
Senkron açısal frekans (rad/sn)
ix
1
BÖLÜM 1
1. GİRİŞ
Geçen yüzyılın ortalarından itibaren, dünyanın büyük endüstri merkezlerinde hızlı kentleşmenin
getirdiği arsa değerlerinin artışı dolayısıyla, yüksek bina yapımına doğan ihtiyaç ve eğilim,
asansör tekniğindeki gelişme yolunda çalışmalar yapılmasının teşvik etmiş, sağlanan ilerlemeler
dolayısıyla da yapılarda yükselme, imkân ve hız kazanmıştır. Modern yapıların yükselmesi
sonucu, hızlı ve yüksek teknolojinin kullanıldığı asansörlere ihtiyaç artmıştır. Yüksek bina
yapımının getirdiği ihtiyaçlarla birlikte; sağlanacak rahatlık ve çabukluk gözetilerek, yük ve
insanların düşey doğrultuda taşınabilmesi için eski zamanlardan beri çeşitli uygulamalar
yapılmıştır.
İnsan taşımacılığında kullanılan otomobil, uçak, gemi gibi araçların içinde en güvenilir olanı
asansörlerdir. Geliştirilen mekanik sistem günümüzde halen kullanılmakla birlikte, elektronik
alanındaki gelişmeler ile asansörler daha konforlu ve güvenilir hale gelmiştir.
Şehirlerimizdeki nüfus artışı ile şehirleşme sürecinin hızlanması yüksek binalara dolayısıyla
asansöre olan ihtiyacın artmasına neden olmuş ve asansörsüz bina düşünmek imkânsız hale
gelmiştir. Daha önce 5 ve daha yüksek katlı binalarda olan asansör mecburiyeti, asansörün insan
hayatındaki sağladığı kolaylıklardan (konfor, zaman vs.) dolayı artık 4 katlı binalarda da yeni
bina yönetmeliği gereği mecburi tutulmuştur. Günümüzde, dünyaca tanınmış birçok kule ve
gökdelenleri asansörsüz düşünmek olanaksızdır. Asansörler kot farkı olan yerler arasında çabuk,
kolay, rahat, güvenli olarak taşımayı gerçekleştirir. Bunun yanında asansörün sadece dikey
hareketli olarak sınırlı düşünmek de doğru değildir. Bina yüzeyinde hareket eden şeffaf
asansörlere, dikey hareketin yanında yatayda gidebilen veya merdiven korkuluğunu taşıma rayı
olarak kullanıp özürlüler için geliştirilmiş sıra dışı asansör uygulamalarına rastlamak
mümkündür.
2
Her türlü konut, iş fabrika, santral, değirmen, hastane, okul, tiyatro binaları, devlet daireleri,
kuleler, depolar, tren ve metro istasyonları, bakım-tamir atölyeleri, trafik terminal binaları,
otopark binaları, yolcu, savaş ve uçak gemileri, feribotlar, füze rampaları, inşaat yerleri, maden
kuyuları, vs. gibi çok yaygın ve değişik alanlarda asansörler kullanılmaktadır.
Ayrıca ilgili personel için anten ve aydınlatma direği gibi yerlerde ve liman vinçlerinde bakım ve
tamir amacı ile genellikle tek kişilik asansörler de kullanılmaktadır. Kot farkı olan yollar ve
mahalleler arasında yaya trafiği bağlantısı sağlamak amacıyla asansörler kurulmuştur. İstanbul
Anadolu Klüp’deki asansör bu konuda bir örnek oluşturmaktadır.
Asansörler “yük ve insanları, kılavuz raylar arasında hareketli kabin veya platformları ile düşey
doğrultuda yapının belli duraklarına taşımaya yarayan elektrikli araçlar” olarak tarif edilebilir.
Kılavuz raylar, asansör yapısı ve tarifine giren temel elemanlardır. Kabin ve platformun düşey
eksenini muhafaza etmeleri, sallanmamaları için gereklidir. Ayrıca, halat kopması veya çeşitli
sebeplerle iniş hızının artması durumlarında paraşüt freni ile güvenlik sağlarlar.
Asansör teknolojisindeki gelişmelere paralel olarak şehircilik ve mimari yeni boyutlar kazanmış,
yatay büyüyen kentler dikey büyümeye başlamıştır. Ancak kimi zaman hayatı kolaylaştıran bu
yenilikler, hayatı insana zehir edebilmektedir. Hiç kimse asansör kabini gibi küçük, karanlık ve
havasız bir ortamda mahzur kalmak istemez. Özelikle bir ihaleye yetişmeye çalışan bir iş adamı,
sağlık problemleri yaşayan bir hasta veya malını zamanında teslim etmeye çalışan bir tüccar bunu
hiç istemez. Her şey bir yana insanın asansör kabininde tek başına kalması fikri bile ürkütücüdür.
Özellikle yalnız kalma ve karanlık fobileri olan insanların asansörde mahzur kalmaları
durumunda kurtarma sürecini bekleyemeden asansör içerisinde korkudan bayılmaları veya kalp
krizi geçirmeleri olasıdır. Pek çok korkutucu senaryo geliştirmek mümkündür. İçerisinde asansör
fobilerinin kullanıldığı gerilim filmleri bile oldukça yaygındır. Projenin çok fazla sayıda olası
kötü senaryoları önlemesi mümkündür. Dolayısıyla projenin önemi göreceli de olsa
tartışmasızdır.
3
Projenin amacı, elektrik kesintisi anında iki kat arasında kalan asansörü harici bir besleme ünitesi
kullanarak bir sürücü düzeneği ile bir alt veya üst kata kadar ulaştırmaktır. İnsanların yaşam
standardı yükseldikçe teknolojinin kendilerine sunmuş olduğu imkânlar artık lüks olmaktan
çıkmış ve bir zaruret haline gelmiştir. Dolayısıyla aküler yardımıyla çalışan ve elektrik kesintisi
anında asansörü bir alt veya üst kata kadar getiren sistemlerin kullanılması zorunlu hale gelmiştir.
Artık her ne kadar belediyeler henüz uygulamasa da hükümet tüm yeni nesil asansör ihalelerinde
acil kurtarma ünitesinin kullanılmasını şart koşmaktadır. Ülkemizde bu tip cihazları imal eden
çok az sayıda firma mevcuttur. Gerçekleştirilen bu proje ile asansör sektörüne büyük bir katkının
sağlanacağı düşünülmektedir.
Asansör günlük hayatımızda oldukça yaygın olmasına rağmen pek azımız asansörler hakkında
bilgi sahibiyizdir. Gerek rutin kullanım sırasında gerekse bir arıza karşısında asansörün içerisinde
biri mahzur kaldığında nasıl davranılacağı konusunda yeterli bilgiye sahip kişi sayısı pek azdır.
Dolayısıyla bu eksiklik asansör yapımından son kullanıcıya kadar herkese yansımaktadır. Diğer
yandan asansör ile ilgili bir üniversite eğitimi veren bir dal da yoktur. Bu sebepten asansör
insanın hiç beklemediği anda bir ölüm tuzağı haline dönebilir. İnsanla direkt ilgili olan bu
sektörde tüm güvenlik önlemlerinin alınması birinci derecede önemlidir. Asansör boşluğuna
düşen insanlar olmasına rağmen gerçekte kapısı açık olan hiçbir asansör hareket etmez veya
etmemelidir. Bu proje kapsamında tasarımı yapılan acil kurtarma sistemi de benzer şekilde tüm
güvenlik önlemlerine uymalıdır. Güvenlik devresi kapalı bir döngü oluşturmuyorsa kesinlikle
asansör hareket ettirilmemelidir. Aksi takdirde istenmeyen olaylar oluşabilir. Benzer şekilde
elektronik devrenin herhangi bir sebeple (elektriksel gürültüden veya elektromanyetik
dalgalardan etkilenmesi sebebiyle) yanlış bir işlem yapmış olsa ve asansöre hareket komutu verse
dahi emniyet devreleri kısa devre değilse asansör hareket etmemelidir. Gerek tasarımda gerekse
asansör montajında bu konuda azami özen göstermek gereklidir.
Bu proje kapsamında yapılan acil kurtarma ünitesinin yukarıda bahsedilen güvenlik önlemlerine,
TSE standartlarına, genel asansör elektrik bağlantılarına uygun olmasına özellikle dikkat
4
edilmiştir. Yapılan deneyler neticesinde geliştirilen bu çalışmanın pek çok asansör kumanda
sistemi ile sorunsuz çalıştığı gözlenmiştir.
Tez çalışmasının ikinci bölümünde kaynak araştırması verilmiştir. Üçüncü bölümde, asansörlerin
genel yapısı hakkında kısa bir bilgi verilmiştir. Dördüncü bölümde asenkron motorlardan
bahsedilmiştir. Beşinci bölümde asenkron motorlara uygulanan hız kontrol metotları anlatılmıştır.
Altıncı bölümde vektörel kontrol yöntemleri incelenmiştir. Yedinci bölümde gerçekleştirilen
devrenin çalışma prensibi anlatılmıştır. Sekizinci bölümde ise elde edilen sonuçlar tartışılmış ve
bazı öneriler sunulmuştur. Dokuzuncu bölümde faydalanılan kaynaklar verilmiştir.
5
BÖLÜM 2
2. KAYNAK ARAŞTIRMASI
Endüksiyon motorlarının sabit gerilim/frekans (V/f) oranına göre çalıştırılması uzun bir geçmişe
dayanmaktadır ve literatürde çok defa değinilmiştir. (Alger 1970, Abbondanti 1977).
Modülasyon işlemine bağlı olarak mikroişlemci kullanılarak yapılan PWM dalga şekillerinin
gerçek zamanlı gerçekleştiriminde farklı teknikler kullanılmaktadır. Bowes (1981) ve
Varnovitsky (1983) temel donanım ve yazılım gerçekleştirme tekniğine ve PWM dalga şeklinin
tipine bağlı olarak değiştirilen farklı teknikler uygulamışlardır. Bu tekniklerde, yüksek
frekanslarda PWM darbelerinin kenarlarındaki kaymalardan dolayı harmonik distorsiyon
oluşması problemleri ortaya çıkmaktadır. Vadivel ve Bhuvaneswari (1991) tarafından yapılan
çalışmada üç fazlı PWM dalga şeklinin gerçek zamanlı uygulaması geliştirilmiştir.
Endüksiyon motorlarının literatürde açıklanan birçok sürme yöntemi vardır. Bu yöntemlerin
temel farklarının motorun performansı ve uygulanabilirliği ve uygulama alanında göz önünde
tutulması gereken maliyetidir. V/f kontrol yöntemi endüstride en yaygın olarak kullanılan
yöntemdir. Gerilim ve frekans arasında sabit bir ilişkiyi kullanır ve skaler kontrol olarak bilinir.
Genellikle hız geri beslemesi olmadan kullanılır. Parametreler belirlendiği sürece çok düşük
hızlar haricinde hız doğruluğu %2 dinamik cevap süresi yaklaşık 50ms olabilir (Holt 1994).
Patterson (1996) tarafından yapılan çalışmada 18 adet elektrikli dalgıç pompasına sahip
kuyularda bir alan çalışması gerçekleştirilmiştir. Bu kuyuların 15 tanesi değişken frekanslı
sürücülerle çalıştırılmıştır. Çalışmada, değişken frekanslı sürücülerle (VFD) çalışan elektrikli
dalgıç pompalarının çalışma karakteristikleri ve verimleri bulunmuş ve VFD’ye sahip
olmayanlarla karşılaştırılmıştır. Gerilim, akım, güç ve frekans, sürücü girişinde, sürücü çıkışında
ve elektrikli dalgıç pompası girişinde ölçülmüştür.
6
Munoz-Garcia ve arkadaşları (1997) tarafından yapılan çalışmada endüksiyon motorları için
yüksek çıkış momenti ve verilen her frekansta neredeyse sıfıra eşit bir kararlı durum hız hatası
sağlayan yeni bir açık döngü hız kontrol metodu sunulmuştur. Kontrol metodu olarak, düşük
maliyetli açık döngü akım sensörleri kullanılarak yaygın olarak kullanılan frekans başına sabit
gerilim metodu (V/f) seçilmiştir. Hem stator direnç düşümü hem de kayma frekansının kompanze
edilmesi için sadece stator akımı ölçümlerine ihtiyaç duyulmuştur. Sadece motor parametresine
ihtiyaç duyulduğu için yol verme süresinde ek bir donanıma gerek duyulmadan aynı PWM-VSI
kullanılarak stator direnci otomatik olarak ölçülmüştür.
Schibli ve arkadaşları (1998) tarafından yapılan çalışmada, sürücüler için yeni bir ayrı şekilde
regüleli dc güç kaynaklarına sahip üç fazlı çok-seviyeli bir dönüştürücü yöntemi sunulmuştur.
DC gerilimler orta frekansta dc-dc dönüştürücüler tarafından sağlanmıştır. Dönüştürücü
uygulamalarını büyük ölçüde, endüksiyon motoruna uygulanan gerilimin 1kV’tan daha büyük
olduğu yüksek-güçteki çekiş sistemleri (vinçler vs.) oluşturmaktadır. Çalışmadaki motor akımı
klasik üç-fazlı dönüştürücülerle karşılaştırıldığında çok yüksek kalitede bulunmaktadır. Bu, faz
kaydırmalı darbe genişlik modülasyonu taşıyıcıları kullanılarak anahtarlama frekansının düşük
tutulduğu yapılan çalışmada açıklanmıştır.
Ludtke (1998) tarafından yapılan çalışmada endüksiyon motorlarının direkt moment kontrolü
incelenmiştir. Çalışmada çeşitli endüksiyon motor kontrolü yöntemleri hakkında bilgi verilmiş ve
direkt moment kontrolünün vektörel kontrol yöntemlerine göre avantajları ve dezavantajları
üzerinde durulmuştur.
Değişken anahtarlama frekanslı ancak sabit örnekleme frekansına sahip bir darbe genişlik
modülatörü Huo ve Trzynadlowski (1999) tarafından ayarlanabilir hızlı ac sürücüler için gerilim
kaynaklı inverterlerde uygulama amacıyla sunulmuştur. Çalışmada anahtarlama ve örnekleme
frekansları dekuple edilerek inverteri içeren sürücü sisteminin dinamik karakteristiklerinin
istediği örnekleme oranı sabit bir düzeyde tutulmuştur.
7
Elektrik motorlarının simülasyonu, dinamik davranışları ve elektromekaniksel etkileşimleri
hakkında bilgi elde edilmesi için gereklidir. Uygun bir model, motor hatalarının simüle edilmesi
ve parametrelere bağlı olarak değişimlerin fiziksel deneylere gerek kalmadan bulunmasına izin
verir. Liang ve arkadaşları (1999) tarafından yapılan çalışmada endüksiyon motorlarındaki
asimetrik stator ve rotor hatalarının teorik ve deneysel analizi verilmektedir. Çalışmada üç fazlı
endüksiyon motoru simüle edilerek normal sağlıklı çalışma koşullarında, bir rotor çubuğu kırık
durumdayken ve besleme fazları arasında gerilim dengesizlikleri varken çalıştırılmıştır.
Taşıyıcı tabanlı PWM metotları, istenen bir çıkış gerilimi dalga şeklinin programlanması için
taşıyıcı başına periyottaki gerilim-saniye dengesinin sağlanması prensibine dayanır. Biri üçgen
girişim tekniği diğeri direkt dijital teknik olmak üzere iki temel uygulama tekniği mevcuttur.
Gerilim-saniye dengesi prensibinin oldukça kolay uygulanabilmesinden dolayı çeşitli PWM
metotları literatürde görülmektedir. Hava ve arkadaşları (1999) tarafından yapılan çalışmada
PWM gerilim kaynaklı inverter sürücülerde yaygın olarak kullanılan modern taşıyıcı tabanlı
darbe genişlik modülatörleri için basit analitik ve grafiksel metotlar sunulmaktadır. Yüksek
performanslı PWM metotlarının modülasyon dalgalarının üretilmesi için basit teknikler
açıklanmıştır. İki en önemli modülatör karakteristiği olan akım dalgalılığı ve anahtarlama
kayıpları analitik olarak modellenmiştir.
Vektörel denetleyicilerde ise hem moment hem de akının kontrol edilmesi için kontrol döngüleri
vardır (Vas 1999). Durur halde iken bile hız doğruluğu için %0.5 moment doğruluğu için ise %2
değerlerine kadar çıkılabilir. Direkt moment kontrolünde ise stator akısı ve momentinin uygun
inverter durumları seçilerek kontrol edilmesi mümkündür. Bu yöntemde akı ve moment direkt,
stator akımları ve gerilimleri ise endirekt olarak kontrol edilir.
Bowes ve arkadaşları (2000) tarafından yapılan çalışmada iki ve üç seviyeli tek fazlı inverterler
için yüksek frekanslı PWM tekniği sunulmuştur. Kullanılan yöntem, düzenli örneklenmiş PWM
tekniğine benzer prensibe dayanmaktadır. Bu teknik aynı örneğin çoklu sayıda taşıyıcı periyotları
üzerinde kullanıldığı değiştirilmiş bir örnekleme tekniği kullanılarak anahtarlama sürelerinin
hesaplanmasının gerekli olduğu süreyi büyük ölçüde düşürmektedir. Teknik, özellikle örnekleme
8
hızı ve kontrol algoritması çalışma sürelerinin sınırlı olduğu sistemler için uygundur. Hem
bilgisayar simülasyonu hem de deneysel sonuçlar, teorinin doğrulanması ve önerilen metodun
olumsuz etkilerinin olmadığının ve gerilim ve akım dalga şekillerinin harmonik distorsiyonlarının
büyük ölçüde artmadığının gösterilmesi için verilmiştir.
Andrade ve arkadaşları (2000) tarafından yapılan çalışmada, bir endüksiyon motoru sürücüsü için
sıfır gerilimde anahtarlama modunda çalışan akım kontrollü bir inverter önerilmiştir. DC gerilim
hattında gerilim baskısı olmadan çalışma sağlanıyor ve yumuşak anahtarlamalı çalışma ile sabit
frekansta bang-bang akım kontrol tekniğinin kullanımı motorun beslenmesi için gereken
sinüzoidal akımların doğru şekilde oluşmasına izin veriyor. Sonuç olarak kararlı durumda
çalışmada dalgacıklara sahip olmayan bir moment profili elde ediliyor.
Lyshevski (2001) tarafından yapılan çalışmada endüksiyon motorlarının nonlineer analizi ve
kontrolünde yeni gelişmeler incelenmiştir. Gerilim frekans ve vektör kontrolü konuları
incelenerek yeni denetleyiciler tasarlanmış ve avantajları ve dezavantajları tartışılmıştır. V/f
kontrol olarak adlandırılan frekansın gerilime oranının sabit tutulması prensibi yaygın olarak
kullanılmakta ve moment hız karakteristikleri faz gerilimleri ve frekansının genliği kontrol
edilerek şekillendirilebilmektedir. Ancak gerilim-frekans kontrolü açık döngü yaklaşımıyla
incelenmiştir. Çalışmada kapalı-döngü bakış açısından sabit ve değişken gerilim-frekans
çalışmasının elde edilmesi amacıyla bir kontrol kuralı ortaya atılmış ve tasarlanan kontrol
algoritmasının avantajları ortaya konularak incelenmiştir. Sonuçların onaylanması için
denetleyiciler tasarlanmış ve test edilmiştir.
Faiz (2001) tarafından yapılan çalışmada endüksiyon motorların direkt moment kontrolü
tekniğinde farklı anahtarlama örnekleri karşılaştırılmıştır. Ayrıca histerezise sahip olan ve
olmayan denetleyiciler kullanılarak dört farklı anahtarlama algoritması sunulmuş ve
karşılaştırılmıştır. Stator gerilimi ve akımının harmonik spektrumu belirlenmiş ve dört
anahtarlama tekniği için karşılaştırılmıştır. Sonuçlar histerezise sahip olmayan denetleyicilerin
daha ucuz olduğunu daha az elektrik tükettiğini göstermiştir.
9
Maaziz ve arkadaşları (2002) tarafından yapılan çalışmada endüksiyon motorları için yeni bir
gerçek zamanlı kontrol metodu sunulmuştur. Sunulan kontrol yöntemi, biri açık döngü referans
kontrolü, biri de kararlılığı sağlamak için PI denetleyicilere dayanan kapalı döngü yöntem olmak
üzere iki noktaya dayanmaktadır. Sistemin yapısı, rotor direnci ve yük momentindeki
belirsizliklere rağmen rotor hızı ve rotor akılarının izlenmesini mümkün kılmaktadır.
Murat ve arkadaşları (2002) tarafından yapılan çalışmada Matlab Simulink gerçek-zamanlı
arabirimi ve uzay vektör darbe genişlik modülasyon tekniğini kullanan sayısal işaret işlemci
kontrollü inverter ile asenkron motorun skaler kontrolü gerçekleştirilmiştir. Çalışmada gerilim
kaynaklı inverterle beslenen asenkron motorların akım bozulması ve moment salınımlarının uzay
vektör darbe genişlik modülasyon yöntemi ile oldukça azaltıldığı belirtilmiştir. Çalışmada
motorun hava aralığı akısının sabit tutulması için V/f kontrolü uygulanmıştır.
10
BÖLÜM 3
3. ASANSÖRLERE GENEL BAKIŞ
3.1 Asansörlerin Tarihsel Gelişimi
MÖ. 285-212 yılları arasında yaşamış olan Arşimed (Archimedes) tarafından MÖ 236 yılında el
ile çalıştırılan basit bir vinç şeklinde, bugünkü asansörlerin atası sayılabilecek bir kaldırma
makinası yaptığı, Romalı Mimar Vitruv’un yazılarından anlaşılmaktadır. Roma saraylarında,
merdiven çıkmak yerine böyle yardımcı makinadan faydalanıldığını gösteren kalıntılara
rastlanılmıştır.
Yolcu taşıyan ilk asansör, Fransız Kralı XV. Louis için günümüzden 250 yıl önce (1743 yılında)
Versailles Sarayına yerleştirilmiştir. Bu asansör “uçan iskemle” adıyla anılmakta, bazı ağırlık
dengeleriyle hareket etmekte ve insan gücüyle çalışmaktadır.
İngiltere’de 1830 yıllarında, direkt hidrolik tahrikli yük asansörleri, 1835’de de buhar makinası
ile çalışan bir transmisyon milinden kayışla hareket alan, “teagle” denilen asansörler yapmıştır.
Elisha Graves Otis (1811-1861) 1853 yılında, düşmeye karşı emniyet düzeni olan ilk asansörü
Crystal Palace New York’ta kurarak, seyirciler önünde bizzat halatı kesmek suretiyle güvenliği
ispatlamıştır. Sürekli çalışan bir transmisyon milinden, düz ve ters kayışlarla hareket almak
yerine, Otis 1855’de kendi buhar makinası ile çalışan asansör yapmıştır.
Modern anlamda ilk asansör ise 1857 yılında New York’da bir iş merkezine Elisha G. Otis
tarafından tesis edilmiştir. Buhar makinası ile çalışan ilk insan asansörünün kurulmuş olması
New York şehrinde buhar borusu şebekesi yapılmasına, buharlı asansörlerin yaygın olarak
kullanılmasına yol açmıştır. 1859’da “Fifth Avenue Hotel” ilk asansör takılan otel ünvanını
almıştır.
11
Diğer taraftan, büyük şehirlerde basınçlı su şebekesi kuruluşu da, hidrolik asansör yapımı
konusunda eğilimlere neden olmuştur. Paris’de ilk “güvenli hidrolik asansör”, “Leon Edoux
tarafından yapılıp “ascenseur” deyimi ile adlandırılarak 1867 Paris sergisinde tanıtılmıştır. 1868
yılında da, New York’da Life Assurance Building iş hanına asansör takılmıştır.
Halatlar üzerinden etkili ilk indirekt hidrolik asansörü 1878’de Otis firması tarafından
yapılmıştır. Aynı yıl içinde Otis, hız regülatörü ilavesi ile, asansör paraşüt düzenini geliştirmiştir.
Yüksek hızlı ve aynı anda hareket eden dört birimden oluşan ilk grup asansörler New York’da
Boreel binasına 1879 yılında Otis Elevator Co. Tarafından yerleştirildi. 1880 yılında ise,
Manheim Endüstri sergisinde, Siemens ve Halske firması 22 metre yüksekliğinde bir binaya ilk
elektrikli asansörü yerleştirdiler.
Paris’de 1889 yılında işletmeye açılan Eiffel kulesinde, üç ayrı firmanın yaptığı ve üç kademede
toplam 7 dakikada insanları yukarıya çıkaracak kapasitede hidrolik asansörler bulunmaktaydı.
1880 yılında, ilk kremayerli tırmanan elektrikli asansör, Werner Von Siemens tarafından bir
binaya monte edilmiştir.
Otis, 1889 yılında sonsuz vida mekanizmalı ve halat tamburlu, elektrik motoru ile direkt
bağlantılı asansör makinası yapmıştır. Otis tarafından 1892 yılında asansör makinasınde WardLeonard tahriğini uygulamış, 1894 yılında ise ilk basma düğmeli kumandayı gerçekleştirmiştir.
1900 yılında, Fransız de Beuren, New York’da redüktörsüz (gearless) asansör makinasını
Berman-American house’a kurmuştur. 1904 yılında Otis firması, redüktörsüz ve tahrik kasnaklı
asansörü yerleştirmiştir.
Tahrik kasnaklı sistemlerin, asansör tahrikinde uygulanan diğer tarzlara göre, önemli üstünlükleri
vardır. Asansör hareket mesafesi, pratik olarak sınırsızdır. Makina yapısı, bina yüksekliğine, ya
da asansör hareket mesafesine bağlı değildir. Tahrik kasnağı, çok sayıda halat kullanma olanağı
verir. Bu da işletme güvenliğinin artmasına, ayrıca küçük çaplı kasnak kullanılmasına yol açar.
12
Asansör yapımında önemli yeri olan tahrik kasnağı, 1877 yıllarında Alman madenciliğinde
kullanılan tahrik kasnaklarının daha gelişmiş şekli olarak kabul edilmektedir. Hesap şekli çok
eskiden bilinen J.A.Eytelwein (1764-1848) tahrik kasnağı, çalışma saatleri toplamı 35 yıla ve
hareket mesafesi 400.000 km’ye varan çok dayanıklı bir tahrik elemanıdır.
Amerikan konstrüksiyonlarında tahrik kasnakları yuvarlak yiv profilli olup, yeterli kuvvet
iletimini sağlayabilmek için ağır ve pahalı bir yapımı olan iki kat halat sarımını ve karşı kasnak
kullanılmasını gerektirmekteydi. Hemen aynı yıllarda İngiltere’de görülmeye başlanan tahrik
kasnaklarında V-profilli yivler bulunmaktaydı. Tek kat halat sarımlı olan bu tip, Amerikan
asansör yapımcıları tarafından 1919 yılında adapte edildikten sonra, tamburlu asansör yapımı
gitgide azalmıştır.
Asansör mühendisleri 1915 yılında “hassas seviye düzeni” uygulamışlardır. Tahrik kasnaklı
asansörler üzerinde, 1927 yılında, Dipl.-İng. Hymans ve Hellborn, ayrıca Prof. Donadt tarafından
bilimsel araştırma ve yayınlardan sonra, çeşitli yiv profilleri, yapım tarzı gelişimini tamamlamış
ve günümüze kadar ulaşmıştır.
Son yarım yüzyıl içinde, işletme güvenliğini, kullanma rahatlığını ve kolaylığını artırıcı yönde,
özellikle elektrik ve elektronik olarak büyük ilerlemeler görülmüştür. Günümüzde 300 metre
yüksekliği aşan binalar ve kuleler (Eiffel kulesi 300 m., Empire State Building 448 m., Moskova
Televizyon Kulesi 537 m.) yapılmış olup, asansör hızları saniyede 7 metreye ulaşmıştır. Asansör
kabininin kablo bağlantısı bulunmayan, kumandaların elektromanyetik olarak iletildiği duruma
kadar gelişme sağlanmıştır.
3.2 Düşey Transport Sistemleri
Düşey transport sistemleri, asansörler ve yürüyen merdivenler olmak üzere iki ana grupta
toplanabilir. Asansör, yolcuların ve yüklerin bir düzeyden başka bir düzeye taşıyan sistemdir.
Asansörleri, ağır yük asansörlerinden ve vinçlerden ayırmak gerekir. Asansörler, bir kabin veya
platformdan oluşan, kılavuz raylar arasında hareket eden, iki veya daha fazla durak arasında insan
13
ve yolcu taşıyan sistemdir. Bu genel tanım etrafında 20’den fazla asansör çeşidi bulunmaktadır.
Asansörler 100 yıldan daha uzun bir zaman dilimde insanlara yüksek katlı binalar var olduğu
sürece, tesis edilmiş bulunan asansörler de bazı yenilemelerle varlıklarını devam ettirecektir.
Asansörlerin yanı sıra yürüyen merdivenler de, düşey transport tekniği endüstrisinin önemli bir
kısmıdır. Asansörlerle aynı fonksiyonu yerine getirmesine rağmen yürüyen merdivenler daha
basit bir mekanizmaya sahiptir. Yürüyen merdivenler sürekli çalışan sistemi ile yolcuların katlar
arasında taşınmasını sağlar. Yürüyen merdivenler zincir mekanizmasına bağlı hareketli
basamaklarla yolcuları taşıdığı gibi ikinci bir dişli sistemi ile el bandını senkron olarak hareket
ettirir.
3.2.1 Kullanım amacına göre asansörler
Asansörleri kullanma amacına göre insan asansörleri, yük asansörleri ve servis asansörleri olarak
üç sınıflara ayırabilir.
3.2.1.1 İnsan asansörleri
İnsan asansörleri özellikle insanların taşınmasına ait, kullanma rahatlığı ve kabin konforu
sağlanmış olan asansörlerdir. Bir bölümü, tekerlekli sandalye ve sedye ile hasta taşıyabilecek
kabin formunda olmak üzere “Hasta Asansörleri” adını alır. TS 863 standardına göre insan
asansörlerinin aşağıdaki şekilde sınıflandırılır.
• Sınıf I Asansörü: Sadece insan taşımak üzere tasarlanmış asansördür.
• Sınıf II Asansörü: Esas olarak insan taşımak üzere tasarlanan, ancak gerektiğinde yük
de taşınabilen asansörlerdir.
• Sınıf III Asansörü: Sağlık tesislerinde kullanılmak üzere hasta, sedye vb. eşyaları
taşımak üzere tasarlanmış asansörlerdir.
14
3.2.1.2 Yük asansörleri
Yük asansörleri daha çok yük taşıma ağırlıklı, bazı tiplerinde insanların da taşınabildiği, bazı
tiplerinde insanların binmesine müsaade edilmeyen, nispeten küçük, hızlı, basit yapılı
asansörlerdir. Türk Standartları Enstitüsünün Mart 1989 tarihli “TS1108 – Yük taşımak için
elektrikli asansörler” kapsamında incelenmektedir.
3.2.1.3 Servis asansörleri
İlk kez 1960’larda elektronik olarak kontrol edilebilen servis asansörleri kullanılmaya
başlanmıştır. Maksimum 1500kg.’a kadar yapılabilmektedir. Sağlık kuruluşları ve lokantalarda
kullanılan servis asansörlerinin neme ve korozyona karşı dayanıklı, kolay temizlenebilen hijyenik
yapıda olması istenmektedir. Bürolar, alışveriş merkezleri, bankalar, kütüphaneler, hastaneler ve
oteller hizmet vermektedir. Bir insanın sığamayacağı boyutta olan ve tamburlu bir tahrik sistemi
ile çalışan asansördür.
3.2.2 Tahrik yöntemine göre asansörleri
Asansörler tahrik yöntemine göre halatlı ve hidrolik asansörler olarak ikiye ayrılır.
3.2.2.1 Halatlı asansörler
Konvansiyonel asansör tesisleridir. Katlar arasındaki insan ve yük taşımacılığı halatlı donanımlar
ile sağlanmaktadır. Kısa mesafeli ve düşük kapasiteli tesislerde (servis asansörü gibi) tamburlu
vinç mekanizmasından yararlanır. Taşıma yüksekliğinin arttığı binalarda ise sürtünme bağından
yararlanan tahrik kasnaklı sistemler kullanılmaktadır. Değişik taşıma kapasitelerinde çalışmaya
imkân veren halatlı sistemlerde 2m/s’nin altındaki çalışma hızlarında redüktörlü (sonsuz vida
veya planet mekanizması) alternatif akım motorlu olarak, 2m/s’nin üstündeki çalışma hızlarında
ise redüktörsüz doğru akım motorlu olarak tasarlanırlar.
15
•
Redüktörlü Asansörler: Asansör tahrik grubunda AC motor ve bir redüktör
bulunmaktadır. Böylece kabin hızı, genelde bir sonsuz vida mekanizması ile ayarlanır. Bu tip
asansörler, 10kg’dan 14000kg’a kadar kapasitelerde, 0.125m/s’den 2.0m/s’ye kadar olan hızlarda
kullanılır. Dişli mekanizmalı asansörler, 10-12 katlı ofis binalarında ve 25 katın altında bulunan
apartmanlarda kullanılır.
•
Redüktörsüz Asansörler: 1903 yılında ilk defa New York’da Beower binasında tesis
edilen bu asasör, genellikle yüksek katlı binalardaki yüksek hızlı asansörlerdir. Bu asansörün hızı
2.0m/s’den fazladır.
3.2.2.2 Hidrolik asansörler
Tahrik yeteneğinin hidrolik pompa ünitesi tarafından sağlandığı asansör tasarımıdır. Hidrolik
yağının bir pompa ile kaldırma pistonlarına iletildiği ve kabinin direkt veya indirekt olarak
pistonlar ile hareket ettirildiği sistemdir. Kaldırma yüksekliğini arttırmak için palangalı donanım
da kullanılmaktadır. Yüksek taşıma mesafelerinde sadece indirekt sistemler kullanılabilir.
İndirekt sistemlerde kabin hızı silindir hızının iki katında olduğu için yüksek hızlarda indirekt
sistemler daha avantajlıdır. Kaldırma kapasitesi 20 ton’a kadar arttırılabilir.
Hidrolik asansörler hem yolcu hem de yük taşımak için kullanılır. Bu tip asansörler, 2 ile 6 kat
yüksekliğe ve 0.125m/s ile 1m/s arasındaki hızlarda çalışır. Genellikle hidrolik asansörler
0.75m/s hızla çalışır. Tek silindirli hidrolik asansörler ile 1000kg – 10000kg yükler, çift silindirli
hidrolik asansörler ise 10000kg – 90000kg yükleri taşıyabilir. Hidrolik asansörler düşük katlı
binalarda kullanılabilir, fakat insan taşımasından daha çok yük taşımasında kullanılır.
3.3 Asansör mekanik donanımı
Yaygın olarak binalarda tesis edilen, halatla tahrik edilen asansörlerin genel bölümleri ile
kullanılan makina parçaları ile Şekil 3.1’de gösterilmiştir. Asansörlerin belli başlı parçaları
şunlardır.
16
Şekil 3.1 Asansör tesisine ait bölümler
3.3.1 Asansör kuyusu (boşluğu)
Asansör kuyusu asansör hızı ve kabin boyutlarına göre dizayn edilen ve kabin ile karşı ağırlığın
düşey doğrultu boyunca hareket ettiği, etrafı yanmaya karşı dayanıklı duvarlarla çevrilmiş olan
boşluktur. Kabinin en son duraklarda bulunma durumuna göre, üstte ve altta belirli bir
miktarlarda emniyet boşlukları vardır. Üst boşluğa baca, alt boşluğa kuyu adı verilebilir. Asansör
boşluğu duvarlarında, tabandan tavana kadar kesinlikle ahşap malzeme kullanılmamalıdır. İki
17
veya daha fazla kabin aynı kuyu içerisinde çalıştırılacaksa, iki kabin arasına koruyucu bir paravan
konulmalıdır.
3.3.2 Makina dairesi
Asansör makinası ve kumanda tablosunun, ana şalter, hız regülatörü ve saptırma makarasının da
bulunduğu mekana makina dairesi denir. Makina dairesi, çok kez asansör boşluğu üstünde olduğu
gibi, altta veya yanda da yapılabilir. Makina dairesi dış etkenlerden korunmuş, rutubetsiz, yeteri
aydınlıkta (en az 200 lüx), geçiş yolu ve kapılarının en az 1,8 metre yüksekliğinde ve 0,6 metre
genişliğinde olduğu, iyice havalandırılmış, ortam sıcaklığı 5oC ila 40oC arasında kapalı bir mekân
olmalıdır. Binanın kullanım özelliğine ve makina dairesinin konumuna göre ses ve titreşimleri
absorbe edici şekilde dizayn edilmelidir. Makina dairesinin bir kapısı veya kapağı bulunmalı ve
kilitli olarak durmalıdır.
3.3.3 Kabin
Asansör kabini yük ve insanların katlar arasında taşınmasında kullanılan çelik profil iskeleti ile
askı halatlarına bağlı, kapılı veya kapısız olabilen çelik konstrüksiyonlardır. Kabinler çelik bir
zemin veya taşıyıcı bir iskeletten meydana getirilir. Kabin iskeleti yan duvarlar ve tavanla
kaplanarak kapalı bir hacim yaratılır. Kabinler asansör trafik durumuna ve taşıdıkları yük miktarı
ve cinsine göre şekillendirilir. Kabin, duvar ve tavan kalınlığı en az 2 mm saçtan olmalı, eni ve
boyu arasında en az 0,5 oranı bulunmalıdır. Kabin malzemesi olarak farklı malzemeler
kullanılabilir ancak aranacak temel nitelik sağlamlıktır. Ayrıca kabinde kullanılan malzemeler
kolayca tutuşmamalıdır. Korumalı camların kalınlığı en az 4mm, telli camların kalınlığı ise en az
6mm olmalıdır.
3.3.4 Patenler
Kabin ve karşı ağırlık ayrı ayrı kılavuz rayına patenler ile alt ve üst kısımlardan
kılavuzlanmalıdır. Kılavuzlanma yapan patenler, kayan paten, dönen paten ve tekerlekli paten
18
olmak üzere üç farklı tiptedir. Kayan patenler 2m/s’nin altındaki hızlarda çalışan asansörlerde
kullanılır. Kayma süresi, kabin hareketine ilave bir kuvvet yaratabilmekte ve kılavuz rayına sabit
basınç uygulamaktadır. Pabuçların gövdesi dökme demirden, tampon bölgesi neopran veya
benzeri özellikte plastik malzemeden imal edilir. Aşınma dayanıklılığını arttırmak ve daha uzun
ömür sağlamak için molibdenisülfat ilave edilmektedir. Kılavuz raylar otomatik olarak gresle
yağlanmak suretiyle sürtünme direnci azaltılmakta ve çalışma koşulları iyileştirilmektedir.
Döner patenler, yüksek hızlı asansörlerde tercih edilmektedir. Ancak yumuşak bir kullanım ve
sürtünme kayıplarının azaltılması nedeniyle güçten kazanç sağlanması nedeniyle orta hızlı
asansörlerde de kullanılmaktadır.
Tekerlekli patenleri kılavuz raylara sürekli temas halinde bulunan üç adet kendi etrafında
dönebilen ve rulman yataklı tekerlekten oluşmaktadır. Tekerlekler, plastik veya poliüretandan
imal edildiğinden titreşimler oldukça azaltılmıştır. Sessiz çalışma, düşük sürtünme kayıpları
sağladığından tercih edilmektedir. Tekerlekli patenlerin bulunduğu kılavuz raylar yağlanmamış
olarak bulunmalıdır.
3.3.5 Kat kapıları
Asansör duraklarındaki kapılar basit, yarı otomatik (çarpma kapı) yada tam otomatik olabilir. Her
türlü halde, güvenlik için kapı tam olarak kapanmadan ve sürgülü emniyet sağlanmadan kabin
hareket etmemeli, aynı zamanda, kabinin bulunmadığı durakta kat kapısı açılmamalıdır. Kat
kapıları açılma biçimlerine göre aşağıdaki gibi sınıflandırılabilir.
•
Tek ve çift kanatlı çarpma kapı
•
Katlanabilir ya da yana toplamalı kapı
•
Ortadan açılan kapı
•
Yukarı kaymalı kapı
•
Özel kapılar
Asansörün kullanım şekline ve taşıma kapasitesine uygun kapı seçilmelidir. Kapılar en kısa
zamanda açılıp kapanabilmeli ve insanların aynı anda giriş-çıkış yapabilmesine imkân
19
verilmelidir. Standart asansör kapılarının genişlikleri 700 ila 1100mm arasında, yüksekliği ise
2000mm olacak tarzdadır. Yük asansörleri genellikle çift kapılı olarak yapılırlar. Kat kapılarında
cam pencere bulunacaksa döşemeden 1150mm yükseklikte ve 100mm genişliğinde 600 mm
uzunluğunda olmalıdır.
Her asansör kapısı bir kapı kontağı adı verilen bir kontakla donatılmıştır. Bu kontak, kapı iyice
kapanmadıkça güvenlik devresini keserek kabinin hareketine engel olması, iniş ve binişlerdeki
emniyet açısından çok önemlidir.
3.3.6 Kılavuz raylar
Kılavuz raylar, asansör tesisinde kabini ve karşı ağırlığı düşey hareketlerde ayrı ayrı
kılavuzlamak ve yatay hareketlerini minimuma indirmek, paraşüt tertibatının çalışması
durumunda kabini durdurmak maksadıyla kullanılır. Kabin ve karşı ağırlığın düşey doğrultularını
korur, dönmesini engeller. Aynı zamanda, paraşüt düzeninin kabini tutmak için kullanacağı
elemanlar raylardır. Genellikle soğuk çekme çelik T-profilleri kullanılır. Karşı ağırlık için, gergin
yuvarlak profilli çelik çubuktan, ya da köşebentten yapılabilir. Asansör kılavuz rayları ve
bağlama pabuçları TS 4789’da ele alınmıştır.
3.3.7 Karşı ağırlık
Kabin ağırlığını ve tam yükün de 0,4 ya da 0,5’ini karşılayacak değerde seçilir. Kolay
taşınabilmesi ve miktar ayarlanması bakımından birbiriyle bağlanabilecek dökme demir parçalar
halinde yapılır. Karşı ağırlık, çelik bir çerçeve, yardımcı ağırlıklar ve çelik çerçeveye tutturulmuş
yönlendirme elemanlarından oluşmaktadır. Yardımcı ağırlıklar genellikle dökme demirden veya
çelik levhalardan imal edilebilir.
20
3.3.8 Askı elemanı
Asansörlerde genellikle yük taşıyıcı elemanlar çelik tel halatlardır. TS 1918/7 veya DIN 3058
Seale tipi halatlar asansörlerde yaygın olarak kullanılmaktadır. İnsan taşıyan asansörlerde en az
iki halat kullanılmalı ve halat çapı 8mm’den az olmamalıdır.
Çelik tel halatlar zamanla eskimekle beraber ani olarak kopmaya karşı güvenli elemanlardır.
Periyodik muayenelerde kullanılamayacak duruma gelip gelmedikleri test edilerek anlaşılmalıdır.
İşletme ömürleri 5 ila 15 yıl arasında olup, asansör şartlarına göre değişiklik göstermektedir.
3.3.9 Hız regülatörü
Hız regülatörü, asansör iniş hızı, nominal değerini %25 kadar aştığı takdirde paraşüt tertibatını
harekete geçirerek, paraşüt frenini etkiler ve motorun enerjisini keser. Hız regülatörü, asansör
boşluğunun üst tarafında, makina dairesinde bulunur. Regülatör halatı kabinin hareketlerini,
regülatör kasnağına iletir. Aşırı hız halinde sıkıştırılan bu halat paraşüt mekanizmasını harekete
geçirir. Hız regülatörleri genellikle “hız sınırlayıcı” olarak görev yaparlar. Ancak hızı düzenleyen
hız regülatörleri de yapılmıştır.
3.3.10 Son kat şalteri
Son kat şalterleri kabin en alt ve en üst durumlarını sınırlarlar. Kabine veya makina dairesi
zeminine tespit edilirler ve kabin tarafından çalıştırılırlar. Son kat şalterlerinin hem güvenlik
devresini hemde motor ana devresini kesen tipleri vardır.
3.3.11 Paraşüt tertibatı
Halat kopması veya iniş hızının aşırı derecede artması halinde, asansörü kılavuz raylar üzerinde
frenleyerek durdurur. Kabinin üst veya alt kirişlerine yerleştirilir. Elektrikli, hidrolik veya
pnömatik sistemler güvenli olmadığından mekanik olarak çalışırlar. Ani frenleyerek kısa
21
mesafede durdurma, atalet kuvvetleri yüzünden gerek insan, gerekse taşıyıcı elemanlar üzerinde
zararlı etki yapacağından, yumuşatıcı ve kaydırıcı paraşüt freni uygulanır. Sert frenler kılavuz
rayları da zedeleyebilirler.
Tutma mesafesi 1-2 cm olan paraşüt frenler, sakıncalarından dolayı önemini yitirmiştir. Paraşüt
düzenlerinin regülatörlerle birlikte kullanılması tüm asansör kabin ve platformları için
zorunludur. Karşı ağırlığın hareket alanı altında, insanların bulunduğu konut, büro, toplantı
salonları gibi yerler varsa karşı ağırlık da paraşüt düzeni ile donatılmalıdır.
Kabinin aşağı yönde hareketi sırasında normal hızının 1,4 katını aşması, halatların kopması veya
halatların birinin fazla uzaması halinde, kabin paraşüt tertibatı vasıtasıyla kılavuz raylara tespit
edilir. Bu tertibat kabinin altına veya üstüne yerleştirilir. Bu sırada motor ve fren şebekeden
ayrılır.
3.3.12 Tamponlar
Arıza yüzünden en alt durakta durmayıp yoluna devam eden kabin ve karşı ağırlığın zemine
çarpışını yumuşatmak üzere, asansör hızına göre, elastik tamponlar, yay tamponlar veya hidrolik
tamponlar kullanılır.
Elastik tamponlar, elastik bir dayanak olarak imal edilmektedir. Bu dayanaklar doğrudan sabit
kaideye, temele veya kabin ve karşı ağırlığa monte edilebilir.
Yaylı tamponlar, kabin hızları 1,25m/s’den az olan asansör tesislerinde kullanılır. Yaylı
tamponlar, kinetik enerjiyi yayların yüksek elastikliği sayesinde absorbe ederler.
Hidrolik
tamponlar,
1,6m/s’den
daha
yüksek
hızlarda
çalışan
asansör
tesislerinde
kullanılmaktadır. Hidrolik tampon tasarımında genelde asansörlerin hem kabinleri hem de karşı
ağırlıkları için aynı konstrüksiyonlar uygulanmaktadır.
22
3.3.13 Asansör makinası
Asansör makinası, genellikle elektrik motorlu ve tahrik kasnaklıdır. Redüktörlü ve redüktörsüz
olmak üzere iki çeşidi vardır. Sonsuz vida mekanizmasının, sessiz çalışması, küçük hacimde
büyük çevrim oranı sağlaması ve düşük veriminin frenlemeye yardımcı olması yönünden
asansörlerde yaygın olarak kullanılmaktadır. Asansörlerde redüktör olarak, yaygın olarak
kullanılan sonsuz vida mekanizmasının dışında planet mekanizmaları da kullanılmaktadır.
Günümüzde asansörlerde genellikle sincap kafesli asenkron motor kullanılmaktadır.
Tek devirli asenkron motorlar, hızı az olan asansörlerde kullanılır. 0,75m/s’den fazla hızlı
asansörlerde, özellikle duruş sırasındaki negatif ivmeli hareketin verdiği rahatsızlığı azaltmak
için, kutup sayısı değişebilen “çift devirli” motor uygulanır. Redüktörsüz asansörlerde, tahrik
kasnağı doğrudan doğruya, güçlü doğru akım elektrik motorunun miline kama ile bağlıdır.
3.3.14 Elektrik donanımı
Makina dairesinde, bir tablo üzerinden ana şalter ve sigortalar bulunur. Elektrik motorunun
çalıştırılması, otomatik frenin gevşetilmesi, aydınlatma, emniyet ve kumanda düzenleri için
çeşitli devreler düzenlenir. Kumanda devrelerinde ve kabinde 250V’un üzerinde gerilim
bulunmamalıdır. Bütün metal elemanlar ayrı ayrı topraklanır. Raylar için topraklama iletkeni
kullanılmaz.
3.3.15 Kumanda düzeni
Asansörlerin kolay, rahat, düzenli ve güvenli bir şekilde kullanılmaları kumanda sistemleri ile
gerçekleştirilir. Basma düğmeli kumanda, röleler ve şalterler aracılığıyla istenen hareketi yerine
getirilebilir. Küçük çocuklar dışında herkes tarafından kullanılabilir. Basma yerine manyetik veya
elektronik yoldan dokunma ile görev yapan düğmeler de vardır. Düğmeli kumanda, kabinin
dışından ve içinden verilmesi bakımından iç ve dış kumanda olarak ikiye ayrılır. Küçük yük
asansörleri sadece dış kumandalıdır. Genellikle iç ve dış kumanda sistemleri birlikte uygulanır ve
23
iç kumandaya öncelik verilir. Kabin zemin kontağı olan asansörlerde, kabine insan girmesi ile dış
kumanda tamamen kesilir. Diğerlerinde röleler aracılığıyla iç kumanda 2 ila 5 saniye arasında
öncelik verilir. İç kumanda verilmemişse bu süre sonunda asansör dış kumandaya uyarak hareket
eder.
Asansör fonksiyonlarına etkisi yönünden düğmeli kumanda çeşitleri, basit kumanda, toplamalı
kumanda ve grup kumanda olarak sayılabilir. Basit kumanda, bir asansörün aldığı hareket
kumandalarını tek tek ve arka arkaya yerine getirilmesini gerçekleştiren düzendir. Toplamalı
kumanda, iç ve dış kumandaları kaydedip toplayan, asansör gidiş yönüne ve sırasına göre yerine
getiren düzendir. Toplamalı kumanda sisteminin, basit kumandaya göre, bir asansörün
çalışmasında zaman kazanmak, boş hareketleri azaltmak, daha az elektrik enerjisi sarfiyatı
sağlamak ve trafik akımını arttırmak gibi üstünlükleri vardır. Grup kumanda, toplamalı kumanda
özelliğindeki birçok asansörün bir arada, aynı dış kumandalarla, en uygun ve en ekonomik
şekilde çalıştırılmasını sağlayan düzendir.
24
BÖLÜM 4
4. ASENKRON MOTORLAR
4.1 Giriş
Asenkron motorları ev gereçleri, endüstriyel kontrol ve otomasyonda en yaygın kullanılan
motorlardır. Sağlam, güvenilir ve dayanıklıdırlar. İndüksiyon motoruna tavsiye edilen seviyelerde
(etiket eğerinde) güç sağlandığında anma hızında çalışır. Ancak çoğu uygulamada değişken hızda
çalışmaya gerek duyulur. Daha önceleri mekaniksel dişli sistemleri, değişken hız elde etmek için
kullanılmışlardır. Son zamanlarda güç elektroniği kontrol sistemleri, motor kontrolünde mekanik
sistemlerin yerini almıştır. Bu elektronik bileşenler, sadece motorun hız kontrolünü yerine
getirmekle kalmaz aynı zamanda motorun dinamik ve kararlı durum karakteristiklerinde de
iyileşme sağlarlar.
Asenkron motor kontrolü, motorun nonlineer karakteristiklerine bağlı olarak komplekstir. V/f
kontrol yöntemi yaygın olarak kullanılan hız kontrol yöntemidir. Vektör kontrol yöntemi ise
halen geliştirilen yeni bir yaklaşımdır.
4.2 Asenkron Motorların Temelleri
Bir asenkron motorunu DC motordan ayıran en belirgin özellik, kolektör ve fırçaların olmaması
ve motorun dönebilmesi için AC beslemeye ihtiyaç duymasıdır. Uçlarına anma frekansında anma
gerilimi uygulandığında motor, kalkış akımının ardından anma devrine ulaşınca anma akımı
çekerek dönmeye devam eder.
25
4.2.1 Motorun dönme hareketi
AC anma gerilimi stator sargılarına uygulandığında hava aralığında senkron hızda dönen sabit
genlikte manyetik akı üretilir. Akı hava aralığından geçerek rotor yüzeyi üzerinden sabit rotor
iletkenleri boyunca geçer. Dönen akı ve sabit iletkenler arasındaki bağıl hız farkına bağlı olarak
rotor iletkenlerinde elektromotor kuvvet indüklenir. Rotor iletkenlerinde indüklenen emk’nın
frekansı rotor dururken stator frekansıyla aynıdır. Genliği, akı ve iletkenler arasındaki bağıl hız
ile orantılıdır. Rotor çubuklarının uçları kısa devre edildiği için indüklenen emk rotor
iletkenlerinden bir akım geçirir. Rotor akımının yönü, statorun oluşturduğu döner akı ile sabit
rotor iletkenleri arasındaki bağıl hıza zıt şekildedir. (Lenz kanunu)
Bağıl hızı azaltmak için rotor, alan akısı ile aynı yönde dönmeye başlar ve döner akıyı
yakalamaya çalışır. Pratikte ise rotor asla stator alanını yakalamayı başaramaz. Bu yüzden rotor,
stator döner alanı hızından daha yavaş döner. Hızdaki bu fark kayma olarak adlandırılır. Kayma,
motor milindeki mekaniksel yüke bağlıdır. Girişteki beslemeye bağlı olan döner alan hızı ve
frekansı, senkron frekans ve senkron hız olarak adlandırılır. Senkron hız, besleme frekansı ve
motordaki kutup sayısıyla orantılıdır. Asenkron motorunun senkron hızı (4.1) formülüyle
gösterilir.
Senkron Hız (ns ) =
120. f
2p
(4.1)
olarak ifade edilebilir.
Senkron hız stator döner alanı akısının dönüş hızıdır. Rotor döner alanı akısı ise senkron hızdan
kayma hızı kadar daha yavaş döner. Bu hız anma hızı olarak adlandırılır. Motorun etiketinde
belirtilen hız, anma hızıdır. Kayma, senkron hızın yüzdesi olarak,
Temel hız (n) = Senkron Hız(n s ) - Kayma Hızı(n sl )
Yüzde kayma =
şeklinde verilir.
(Senkron Hız - Temel Hız ) × 100
Senkron Hız
(4.2)
26
4.2.2 Rotor e.m.k.’sı ve frekansı
Bir asenkron motorun rotoru dururken stator ve rotor sargıları Şekil 4.1’de görüldüğü gibi bir
transformatör devresi oluşturur. Durur vaziyetteki rotor e.m.k.’sı şu şekilde verilir:
⎛N ⎞
E 2 = ⎜⎜ 2 ⎟⎟ E1
⎝ N1 ⎠
(4.3)
Burada E1 statorun her bir fazına uygulanan besleme gerilimidir.
Şekil 4.1. Tipik bir sincap kafes rotorunda indüklenen akım
Asenkron motoru dönerken, rotor iletkenleri ve döner alan arasındaki bağıl hız daha az olduğu
için rotorda indüklenen e.m.k. da daha küçüktür. İndüklenen e.m.k. bu kayma hızıyla orantılıdır.
Böylece kayma (s) ile de orantılı olur ve motor dönerken her bir fazda meydana gelen rotor
e.m.k.’sı (4.4) denklemindeki gibi verilir.
Er = sE2
⎛N ⎞
Er = s ⎜ 2 ⎟ E1
⎝ N1 ⎠
(4.4)
Rotor e.m.k.’sının frekansı ise şu şekilde verilir:
f r = (n s − nr ) p =
(n s − nr )
(ns p)
ns
(4.5)
27
f r = s. f
(4.6)
4.2.3 Rotor empedansı ve akımı
Rotor direnci frekans ve kaymadan etkilenir. Rotor reaktansı ise rotor akımının frekansı ile
değişir. Motor dururken her fazdaki reaktans X 2 = 2πfL ’dir. Motor dönerken ise her bir fazdaki
reaktans şu şekilde verilir.
X rσ = 2π f r L
X rσ = 2π ( sf ) L
(4.7)
X rσ = s (2π fL)
buradan,
(4.8)
X rσ = sX 2
Rotor dururken,
I2 =
E2
=
Z2
⎛ N2
⎜⎜
⎝ N1
⎞
⎟⎟ E1
⎠
(4.9)
2
(R + X 2 )
2
2
Motor çalışır durumdayken,
Ir =
Er
=
Zr
⎛N ⎞
s ⎜ 2 ⎟ E1
⎝ N1 ⎠
(4.10)
⎡⎣ R + ( sX 2 ) ⎤⎦
2
2
2
4.2.4 Rotor bakır kayıpları
Döndürme momenti Me, Newton-metre cinsinden moment olmak üzere güç P = 2π wM e ’dir.
Eğer P2 rotora döner alanından yapılan güç girişi ve P mekaniksel güç çıkışı (sürtünme ve
vantilasyon kayıpları dahil) olarak gösterilirse,
Me =
P
P2
= m
2π ns 2π nr
(4.11)
28
buradan,
P
P2 Pm
n
veya m = r
=
n s nr
P2 n s
(4.12)
böylece,
1−
Pm
n
= 1− r
P2
ns
P2 − Pm n s − nr
=
=s
P2
ns
(4.13)
(4.14)
P2-Pm, rotordaki elektriksel kayıplar veya bakır kayıplarıdır. Yani P2 − Pm = I r2 R2 ’dir. Buradan,
kayma (s) =
rotor bakır kaybı ( I r2 R2 )
rotora giriş gücü ( P2 )
(4.15)
veya rotora giriş gücü,
I r2 R2
P2 =
s
(4.16)
Motorun verimi,
η=
çıkış gücü Pm
=
× 100%
giriş gücü P1
(4.17)
4.2.5 İndüksiyon motoru için moment denklemi
Moment ifadesi (4.18) denklemindeki gibi gibidir.
Me =
⎛ 1 ⎞ ⎛ I r2 R2 ⎞
P2
=⎜
⎟⎜
⎟
2π ns ⎝ 2π ns ⎠ ⎝ s ⎠
(4.18)
Ir=Er/Zr denkleminden,
Ir =
⎛N ⎞
s ⎜ 2 ⎟ E1
⎝ N1 ⎠
⎡⎣ R22 + ( sX 2 ) 2 ⎤⎦
Buradan her bir faz için moment,
(4.19)
29
⎛ ⎛ N ⎞2
⎞
⎜ s 2 ⎜ 2 ⎟ E12 ⎟
⎛ 1 ⎞ ⎜ ⎝ N1 ⎠
⎟ ⎛ R2 ⎞
Me = ⎜
⎟⎜ 2
⎟
2 ⎟⎜
⎝ 2π ns ⎠ ⎜ R2 + ( sX 2 ) ⎟ ⎝ s ⎠
⎜
⎟
⎝
⎠
(4.20)
buradan,
⎛ ⎛ N ⎞2
⎞
⎜ s ⎜ 2 ⎟ E12 R2 ⎟
⎛ 1 ⎞ ⎜ ⎝ N1 ⎠
⎟
Me = ⎜
⎟⎜
2
2
⎟
⎝ 2π ns ⎠ ⎜ R2 + ( sX 2 ) ⎟
⎜
⎟
⎝
⎠
(4.21)
Eğer faz sayısı m ise moment,
⎛ ⎛ N ⎞2
⎞
⎜ s ⎜ 2 ⎟ E12 R2 ⎟
⎛ m ⎞ ⎜ ⎝ N1 ⎠
⎟
Me = ⎜
⎟⎜
2
2
⎟
⎝ 2π ns ⎠ ⎜ R2 + ( sX 2 ) ⎟
⎜
⎟
⎝
⎠
(4.22)
buradan
⎛ ⎛ N ⎞2 ⎞
⎜ m⎜ 2 ⎟ ⎟
2
⎜ ⎝ N1 ⎠ ⎟ ⎛ sE1 R2 ⎞
Me = ⎜
⎜
⎟
2π ns ⎟ ⎝ R22 + ( sX 2 ) 2 ⎠
⎜
⎟
⎜
⎟
⎝
⎠
(4.23)
⎛ sE 2 R
⎞
Me = k ⎜ 2 1 2 2 ⎟
⎝ R2 + ( sX 2 ) ⎠
(4.24)
burada k motor için belirli bir sabittir. Buradan moment,
Me ∝
sE12 R2
R22 + ( sX 2 ) 2
(4.25)
Normal şartlarda besleme gerilimi genellikle sabittir. Böylece yukarıdaki denklem şu şekle
dönüşür,
Me ∝
sR2
R
∝ 2 2
2
R2
R + ( sX 2 )
+ sX 22
s
2
2
(4.26)
30
Payda minimum olduğu zaman, moment maksimum olacaktır. Buradan R22 / s = sX 22 , yani
s = ( R2 / X 2 ) veya R2 = sX 2 = X r olduğunda maksimum olur.
Böylece maksimum moment, rotor direnci rotor reaktansına eşit olduğunda meydana gelir.
4.3 Asenkron Motor Tipleri
Rotorun konstrüksiyonuna bağlı olarak asenkron motorları sincap kafesli motorlar ve rotorusargılı motorlar olmak üzere iki temel kategoride sınıflandırılırlar. Stator konstrüksiyonu iki
motor tipinde de aynıdır.
4.3.1 Sincap kafesli motorlar
Asenkron motorlarının yaygın kısmı sincap kafesli motordur. Bunun sebebi sincap kafesli
motorların basit ve dayanıklı bir konstrüksiyona sahip olmalarıdır. Rotor, iletkenlerin taşındığı
eksene paralel oluklara sahip silindirik, silisli saçlardan bir nüve içerir. Her oluk bakır,
alüminyum veya alaşımlı çubuklar taşır. Bu rotor çubukları kısa devre halkaları kullanılarak iki
ucundan da sabit şekilde kısa devre edilmiştir. Bu montaj, motora da ismini veren “sincap kafesi”
görünümündedir. Rotor olukları motor miline tam olarak paralel değildir. İki temel sebepten
dolayı bir miktar eğim verilir.
a) Manyetik alanın meydana getireceği gürültü azaltılarak daha sessiz bir çalışma
sağlanır.
b) Rotorun kilitli hale gelme ihtimali azaltılır. Stator dişi altındaki rotor dişi, ikisi
arasındaki direkt manyetik çekime bağlı olarak kilitli kalma eğilimindedir. Eğer stator diş
sayısı rotor diş sayısına eşitse bu durum gerçekleşir.
4.3.2 Bilezikli asenkron motorlar
Bu tip motorda rotor sargıları, üzerinde fırçalar bulunan, mil üzerine monte edilmiş üç adet izoleli
metal bilezikle sonlandırılmıştır. Bu, rotor sargısına harici bir direnç bağlanabilir anlamına gelir.
Harici direnç, motorun yol alma momentini artırmakta ve hız-moment karakteristiğini
31
değiştirmekte kullanılır. Bir reosta yardımı ile rotor sargısına direnç ilave edilir veya çıkarılabilir.
Rotor sargılarına bağlanan reostanın (ayarlı direnç) direnci azaltıldıkça bilezikli asenkron motor
sincap kafesli asenkron motora gibi çalışır.
4.4 Asenkron Motorlarının Hız-Moment Karakteristikleri
Şekil 4.2’de bir asenkron motorun tipik hız-moment karakteristik eğrisi görülmektedir. x ekseni
hızı ve kaymayı, y ekseni ise moment ve akımı göstermektedir. Karakteristikler statora anma
gerilimi ve frekansı uygulandığı durum için çizilmiştir. Yol vermede motor, gücüne göre tipik
olarak anma akımının 4 ile 8 katına kadar akım çeker. Bu yüksek akım, stator ve rotor akısının,
stator ve rotor sargılarındaki kayıpların ve sürtünmeye bağlı olarak yataklardaki kayıpların bir
sonucudur. Bu yüksek yol alma akımı bu bileşenlerin etkisini yenerek rotorun dönmesi için
moment sağlar. Yol alma momenti, rotor çubuklarının şekline bağlı olarak motor, anma
momentinin 0.3 ile 2.5 katı moment sağlar. Bu kalkınma momenti kilitli rotor momenti olarak da
adlandırılır. Şekil 4.2’de görüldüğü gibi hız arttıkça motorun çektiği akım yavaşça azalır.
Motor hızı, anma hızının yaklaşık %80’ine yaklaştıkça akım önemli ölçüde azalır. Anma hızında
motor, anma akımını çeker ve moment değeri devrilme momentinden daha düşük bir değere
yerleşir. Anma hızında, motor milindeki yük artmış ise hız düşmeye başlar ve kayma artar. Motor
senkron hızın yaklaşık %80 ‘inde çalıştığında yük momenti, anma momentinin 2.5 katına kadar
artabilir. Bu moment devrilme momenti olarak adlandırılır. Bu noktadan sonra motordaki yük
momenti daha fazla artarsa motor bu momenti karşılayamayacağı için durur.
Ayrıca yük, anma yükünün üzerine çıkarsa yük akımı akım karakteristik eğrisi yolunu izleyerek
artar. Sargılardaki bu yüksek akım akışına bağlı olarak sargılardaki ısı kayıpları da artar. Bu ise
motor sargılarının sıcaklığının artmasına neden olur. Motor sargıları kullanılan izolasyona ve
motorda kullanılan soğutma sistemine bağlı olarak farklı sıcaklıklara dayanabilirler.
32
AKIM
MOMENT
MOMENT (M)
AKIM (I)
DEVRİLME MOMENTİ
KİLİTLİ ROTOR
MOMENTİ
TAM YÜK
MOMENTİ
ANMA
AKIMI
ANMA
MOMENTİ
ÇEKME (PULL UP)
MOMENTİ
Nk
nN
HIZ (n)
Şekil 4.2. Asenkron motorunun hız-moment ve stator akımı karakteristik eğrileri
Hız-moment karakteristik eğrilerinden görüldüğü gibi momentin hıza göre değişimi oldukça
nonlineerdir. Çoğu uygulamada hızın değiştirilmesi gerektiğinden bu momenti de etkiler.
33
5. BÖLÜM
5. ASENKRON MOTORLARDA HIZ KONTROL YÖNTEMLERİ
5.1 Giriş
Asenkron makinalar, diğer makinalara kıyasla ucuz olmaları, patlayıcı ortamlar dahil, her türlü
kötü ortam şartlarında çalışabilmeleri ve bakım gerektirmemeleri gibi üstün özellikleri nedeniyle
endüstriyel uygulamalarda ve değişken hızlı tahrik sistemlerinde sıkça kullanılmaktadır. Bu
nedenle makinanın değişken hızda çalışma koşullarının incelenmesi gerekir. Bu amaçla sürekli
sinüzoidal haldeki eşdeğer devresinden hareketle elde edilen moment ifadesine bakıldığında,
asenkron makinanın değişken hızda çalışabilmesi için,
a) stator geriliminin,
b) stator sargısı kutup çiftinin,
c) stator frekansının,
d) rotor direncinin,
değiştirilmesi gerektiği görülür. Bu büyüklüklerden sonuncusu sadece bilezikli yapıdaki
asenkron makinalara uygulanabilir.
Asenkron makinanın sürekli sinüzoidal haldeki yaklaşık eşdeğer devresinden hareketle elde
edilmiş olan moment ifadesi, kutup çifti sayısı p>1 olan makinada
Me = −
ms Rr' p
Vs 2
2
2
sωs ⎡
Rr' ⎤ ⎡ ms
mr ' ⎤
R
X
X
+
+
+
⎢ s s ⎥ ⎢ 2 sσ 2 rσ ⎥
⎦
⎣
⎦ ⎣
(5.1)
ve rotor akımı
I r' =
Vs
2
⎡
R ⎤ ⎡ ms
mr ' ⎤
⎢ Rs + s ⎥ + ⎢ 2 X sσ + 2 X rσ ⎥
⎦
⎣
⎦ ⎣
'
r
2
(5.2)
34
olur. Burada;
ms = 3 : Stator faz sayısı,
mr = m : Rotor faz sayısı,
X sσ = ωs Lsσ : Stator kaçak reaktansı (Ω),
X r' σ = ωs L'rσ : Sator tarafına indirgenmiş rotor kaçak reaktansı (Ω),
s=
ωs − pω ωr
: Kayma,
=
ωs
ωs
ωs = 2π f s =
ns =
2π pns
: Senkron açısal frekans (rad/sn),
60
(5.3)
60 f s
: Makinanın senkron hızı, senkron frekans ve kutup çifti sayısı ile belirlenir.
p
sd ≅ ±
Rr'
ms
m
X sσ + r X r'σ
2
2
: Makinanın devrilme kayması (Rs=0 alınarak elde edilmiş yaklaşık
ifadedir.)
(5.4)
M e ,max = −
2
Vs 2
ms p
ωs ms X + mr X '
sσ
rσ
2
2
⎛V ⎞
ms p
= −⎜ s ⎟
⎝ ωs ⎠ ms Lsσ + mr Lrσ
2
2
(5.5.1)
Me,max , s yerine denklem (5.4)’de verilen devrilme kaymasının, denklem (5.1)’de yerine
konulması ile bulunan devrilme momentidir. Makinanın, denklem (5.1)’deki moment ifadesinde
s=1 alınarak diğer önemli bir moment büyüklüğü olan yol alma momenti aşağıdaki gibi
yazılabilir.
M ey = −
ms Rr' p
ωs
Vs 2
m
⎡m
⎤
⎡⎣ Rs + R ⎤⎦ + ⎢ s X sσ + r X r' σ ⎥
2
⎣ 2
⎦
'
r
2
2
(5.5.1)
Asenkron motorun moment hız karakteristiğini veren (5.1), (5.4), (5.5.1) ve (5.5.2) denklemleri
göz önüne alındığında, nominal büyüklükleri (nominal gerilim ve frekans) ile beslenen
makinanın endükleyeceği momentin makinanın kaymasına (hızına) göre değişimi Şekil 5.1'
deki gibidir.
35
Şekil 5.1’den görüldüğü gibi motorun bu karakteristiğe göre kararlı olarak çalışma bölgesi veya
yüklenebilirliği, ns senkron hızına karşı düşen teorik boştaki hız (s = 0) ile maksimum, yani
devrilme momentine (Me,max) karşı düşen devrilme kayması (sd) arasında kalan, yaklaşık
doğrusal dar bir bölgeden ibarettir. Bu bölge şekilde daha koyu bir eğri ile çizilmiştir. Yine
şekilden görüldüğü gibi makinanın devrilme kayması yaklaşık, sd = 0.1 değerindedir. Boştaki
hızı, yani senkron hızı ns = 1500 dev/dak olan bir motorda devrilme momentine karşı düşen
hız, devrilme hızı (nd) yaklaşık 1350 dev/dak' dır. (nd = (l-sd).ns)
Şekil 5.1 Asenkron motorun moment-kayma (hız) karakteristiği
5.2 Stator Geriliminin Değiştirilmesi İle Yapılan Hız Kontrolü
Stator geriliminin değişimine dayanan bu yöntemde hız, makinanın sabit nominal yükü ile
yüklenmesi durumunda gerilimin frekansı ile belirlenen senkron hız değeri ile devrilme
momentine karşı düşen hız değeri arasında değiştirilebilir. Moment-hız karakteristiği Şekil 5.1'de
36
verilen standart bir makinada bu aralık oldukça dardır. Yani hız sadece senkron hız ile bu hızın
yaklaşık %10 'u kadar daha düşük bir değer arasında değiştirilebilir. Yöntemin diğer bir
sakıncası da denklem (5.5.1) ve (5.5.2)'deki moment ifadelerinden de görüldüğü gibi, Vs 'nin
değiştirilmesi ile makinanın oluşturabileceği moment Vs 'nin karesi ile değiştirilmektedir.
Makinaya uygulanan gerilimin genliği sargıların izolasyonu nedeni ile 0 < Vs < Vsn aralığında
değiştirilebilir. Diğer büyüklükler sabit kalarak stator geriliminin genliği ile makinanın üreteceği
moment arasındaki ilişki kareseldir. Bu ilişkiyi aşağıdaki biçimde göstermek mümkündür.
M e ,max = −km ,maxVs 2
M e = −kmVs 2
(5.6)
M ey = − kmyVs 2
Burada momentin negatif olması, asenkron motorun dış sisteme moment uygulaması ve mekanik
enerjinin çıkış enerjisi olmasıdır. Bu ifadelerden de görüldüğü gibi makinaya uygulanan
gerilimin yarıya düşmesi momentin ¼’üne düşmesine neden olmaktadır.
Buna karşılık gerilimin genliğinin değiştirilmesi, ne makinanın maksimum momentinin
oluştuğu devrilme kayması değerini, ne de senkron hız değerini etkilemektedir. Bu nedenle hız
kontrol aralığı sabit yük momenti durumunda oldukça dardır. Makina ancak üretebileceği
maksimum momentine (devrilme momenti) kadar yüklenebilir. Makinanın söz konusu yükle
çalışabilmesi için ürettiği moment sürekli rejimde yaklaşık olarak yük momentine eşit olmalıdır.
Motor yük momentinden küçük bir moment üretebiliyorsa söz konusu yükü kaldıramaz ve hızı
sıfıra gider. Yine sabit yük için stator gerilimi değişim aralığı Vsmin < Vs < Vsn olup Vsmin için
aşağıdaki ifade yazılabilir.
M e ,max = M y = − km ,maxVs2min → Vs min =
My
km ,max
(5.7)
Stator gerilimi ile moment arasında karesel bir ilişki olması, stator gerilimindeki küçük bir
37
değişim
makinanın
ürettiği
momentte,
karesel
ilişki
nedeniyle
büyük
bir
değişim
oluşturmaktadır. Bu nedenle stator gerilimi ancak dar bir aralıkta değiştirilebilir.
Stator geriliminin değiştirilmesi ile yapılan hız kontrolü, hız kontrol aralığının dar olması
nedeniyle sabit yük momenti karakteristiğine sahip yüklerin değişken hızlı tahrikine uygun
değildir. Ancak hızın karesi ile orantılı yük momenti üreten fan tipi yüklerin yer aldığı kısıtlı
bir uygulama için elverişlidir. Makinanın ürettiği momentin yük momentine eşit olduğu nokta
kararlı bir nokta ise makina söz konusu noktadaki moment ve hız değerinde kararlı olarak
çalışabilir. Makinanın ürettiği momentin hıza göre değişiminin, yük momentinin hıza göre
değişiminden daha az olduğu noktalar kararlı noktalar olarak tanımlanır, yani motorun
kararlı çalışabilmesi için ∆M e / ∆ω < ∆M y / ∆ω olmalıdır. Bunun anlamı ω arttıkça My’ nin,
Me 'den daha fazla artarken, ω azaldıkça Me' nin My 'den daha fazla artması gerekliliğidir.
Diğer bir değişle moment-hız karakteristiğinde endüklenen momentin eğimi, artan hıza
göre yük momentinin eğiminden küçük, azalan hıza göre ise büyük olmalıdır.
Şekil 5.2 Stator geriliminin genliğinin değiştirilmesi ile elde edilen moment-kayma
karakteristiği
38
Şekil 5.2' de verilen moment-kayma karakteristiğine sahip bir elektrik makinası, biri My=19
Nm' lik sabit, diğeri ise hızın karesi ile orantılı olan My = ky ω2 (ky: yük momenti sabiti)
şeklindeki fan tipi bir yük olmak üzere iki farklı yük momenti ile yüklenmiştir. Makinanın
çalışma noktaları fan tipi yük için A, B, C, D ve E iken, sabit yük momenti için ise A, F, G, H
ve K noktalarıdır. Farklı noktalar makinanın hız kontrolü için geriliminin değiştirilmesi ile
elde edilen farklı moment-kayma karakteristiklerine karşı düşmekte olup bu karakteristikler
1,2,3,4 ve 5 şeklinde numaralandırılmışlardır. Makinanın sabit bir yük ile yüklü olması
durumuna ilişkin gerilim ayarlı hız kontrolünde 220 V, 170 V ve 130 V a karşı düşen 1,2 ve
3 numaralı moment-kayma karakteristikleri ile sabit yük momentinin kesim noktaları olan A,
B ve F, kararlı çalışma noktaları oluştururken, G, H ve K noktaları karasız çalışma noktalardır.
Bu örnekten de tekrar görüldüğü gibi sabit yük momentlerinde gerilim genliğinin
değiştirilmesi ile hız ancak ns<n<nd şeklindeki dar bir aralıkta kontrol edilmektedir. Buna
karşılık aynı motorun hızın karesi ile değişen fan tipi bir yük momenti ile yüklü olması
durumunda A, B, C, D, E ve F noktaları kararlı çalışma noktaları oluşturacak ve makina bu
noktalardaki moment ve hız değerlerinde çalışacaktır. Görüldüğü gibi, bu duruma karşı düşen S1,
S2, S3, S4 ve S5 kayma değerleri ile oldukça geniş bir hız kontrol aralığı elde edilmektedir.
5.3 Kutup Sayısının Değiştirilmesi İle Yapılan Hız Kontrolü
Asenkron makinanın senkron hızı (boştaki nominal hızı) ns, stator geriliminin frekansına ve
makinanın stator sargılarının kutup sayısına bağlıdır.
ns =
60 f s
p
ifadesinden de kolayca görüldüğü gibi kutup sayısını değiştirmek senkron hızı doğrudan
etkilemektedir. Kutup sayısı arttırıldıkça motorun senkron hızı azalacaktır. Genelde bu şekilde
yapılan hız kontrolü ancak kademeli olarak yapılabilir ve genelde bu yöntemle motorun hızı
1/2 veya 1/3 oranında değiştirilebilmektedir. Örneğin nominal frekansı 50 Hz olan 2p=4 kutuplu
makinanın senkron hızı ns= 1500 dev/dak iken aynı makinada kutup sayısı 2p=8 yapıldığında
39
n s = 750 dev/dak olacaktır. Bu işlemin yapılabilmesi için stator faz sargıları, kutup sayısı
değiştirilebilecek şekilde özel yapılı olmalıdır. Kutup sayısını değiştirme sayısının arttırılması
motorun hızındaki değişimlerde yer alan kademeleri arttırmakla beraber genelde bir sargıdan
ikiden fazla farklı kutup sayısının elde edilmek için kullanımı gerekli anahtarların karmaşası
nedeniyle çok uygun değildir. Bu nedenle farklı sargı kullanılmasını gerektirir ki bu da yöntemin
ekonomik olmadığını göstermektedir. Şekil 5.3'te aynı faz sargısıyla toplam 4 ve 8 kutuplu bir
bağlantı görülmektedir. Endüstride en çok 2, 3 ve 4 hızlı motorlar kullanılır.
Şekil 5.3 Üç fazlı stator sargısının (a) 2p=8 kutuplu (b) 2p=4 kutuplu bağlantısı
5.4 Rotor Direncinin Değiştirilmesi İle Yapılan Hız Kontrolü
Bu yöntem sadece bilezikli asenkron motorlara uygulanabilir. Makinanın (5.3)’deki senkron hız
ve (5.5)'deki maksimum devrilme momenti denklemlerinden de görüldüğü gibi, bu büyüklükler
rotor direnci ile değişmemektedir. Buna karşılık denklem (5.4)'de verilen devrilme kaymasının
rotor direnci ile doğrusal olarak değiştiği görülmektedir. Şekil 5.4'de makinanın moment hız
karakteristiklerinin rotor direncine bağlı değişimleri verilmiştir. Rotor direncinin, dolayısıyla
rotordan akan akımın değiştirilmesiyle makinada hız kontrolü yapılabilmektedir; ancak boştaki
hız rotor direnci ile değiştirilemediğine göre hız kontrolü sadece makina yüklü iken
gerçekleştirilebilmektedir. Bu yöntemle oldukça geniş bir aralıkta hız kontrolü söz konusudur.
Bilezikli asenkron motorların rotor uçları dışarı alındığından, dışarıdan rotora direnç ilave
40
edilebilir. Her bir faza dengeli olarak dışarıdan eklenen bir dizi dirençle kademeli, ve
kayıplı olarak makinanın hızı değiştirilebileceği gibi statik Kramer, Scherbius bağlantıları
veya benzeri güç elektroniği devrelerinden yararlanılarak rotordaki enerjinin şebekeye
aktarılması sağlanıp bu işlem kayıpsız ve kademesiz olarak gerçekleştirilebilir. Rotora
direnç ekleyerek yapılan hız kontrolü, direnç ekleyerek gerçekleştirilen yol alma sürecinden daha
kayıplıdır. Bunun nedeni yol alma olayının kısa bir sürede gerçekleşip son bulmasından sonra
rotora eklenen dirençlerin devreden çıkarılmasıdır. Buna karşılık hız kontrolünde istenilen hız
değerlerine inebilmek için rotora bağlanan direnç değerinin, ayarlanan hız değeri boyunca sabit
kalması gerekir. Bu kayıplar, nominal yükle çalışma durumunda, özellikle daha büyük ilave
dirençlerin bağlanmasını gerektiren düşük hızlarda daha da artmaktadır. Rotor direnci
değiştirilerek yapılan hız kontrolünde değişik yöntemler ve devreler önermek mümkündür.
Şekil 5.4 Rotora bağlı dirençlerin değiştirilmesi ile elde edilen moment hız karakteristiği
41
5.5 Rotora Bağlanan Etkin Direncin Değiştirilmesi İle Yapılan Hız Kontrolü
Rotorun her bir fazına değişken bir direnç bağlayarak alternatif akımların değiştirilmesi yerine,
doğrultulmuş rotor akımı devresine eklenen değişken bir direnç kullanmak ve bunun değerini
değiştirmek de mümkündür. Rotor uçlarına direnç ilavesinin dengeli bir şekilde yapılmasını
sağlayan bu yöntem hem gerçekleme, hem de kontrol açısından en uygun yöntemdir. Bu amaçla
önce rotora bağlı diyotlardan oluşmuş kontrolsüz bir doğrultucu ile rotor akımları doğru akıma
çevrilir. Doğrultucu uçlarına rotora dışarıdan eklenmesi düşünülen değerde bir direnç bağlanır.
Bu dirence bağlı bir güç elektroniği anahtar elemanın açılıp kapanması (anahtarlanması) ile rotor
uçlarına, etkin direnci kademesiz olarak değişebilen direnç değerleri eklenir. Genel olarak
günümüzde güç anahtarlama elemanı olarak IGBT' ler kullanılmaktadır. Şekil 5.5'de rotora
bağlanan etkin direncin değiştirilmesine ilişkin bir hız kontrol devresi verilmiştir. Kontrol
sisteminde, istenen hız referansı ile takogeneratörden alınan gerçek hız değeri arasındaki hatayı
sıfıra götürecek bir PID kontrolör kullanılmıştır.
Şekil 5.5 Bilezikli asenkron makinada etkin rotor direncini değiştirerek hız kontrolü
Bu kontrolörün ürettiği kontrol işareti rotor akımının anahtarlanmasında kullanılmak üzere
referans rotor akımı olarak değerlendirilecektir. Bu işaret, IGBT' nin anahtarlama işaretlerinin
oluşturulduğu bölüme uygulanmaktadır. Referans rotor akımını oluşturan kontrol işareti
makinanın rotorundan akacak maksimum rotor akım değeri gözönünde bulundurularak
sınırlandırılmıştır. Sınırlandırılmış referans rotor akımı ile doğrultulmuş gerçek rotor akım
değeri histeresizli bir karşılaştırıcı ile karşılaştırılarak IGBT’ye uygulanacak olan
42
anahtarlama işaretleri üretilir. Üretilen anahtarlama işaretleri ile IGBT' nin iletime ve
kesime gitmesi sonucu, doğrultucu çıkışına dışarıdan bağlı olan direnç anahtarlanarak rotor
uçlarına gelen etkin direnç değeri değiştirilmekte ve böylece gerçek rotor akımı referans
akımın etrafındaki bir band içinde tutulmaktadır.
5.6 Senkronaltı Çevirici Kaskadı İle Bilezikli Asenkron Makinada Hız Kontrolü
Bu devre Scherbius devresi olarakta adlandırılmaktadır. Devrede rotor akımının kontrol edilmesi
amacıyla birbirine zıt paralel bağlı biri kontrolsüz biri kontrollü iki tane üç faz tam dalga
doğrultucudan yararlanılır. Sistemin bağlantı şeması Şekil 5.6'da gösterilmiştir. Biri diyotlardan,
diğeri ise tristörlerden oluşan zıt paralel bağlı iki doğrultucu grubu arasında, doğrultulmuş
rotor akımını süzebilecek değerde bir endüktans yer alır. Rotor devresi tarafında diyotlardan
oluşan kontrolsüz doğrultucu doğrultma modunda çalışırken tristörlerden oluşan kontrollü
doğrultucu ise uçlarında negatif bir gerilim oluşturacak şekilde, yani evirme modunda
çalışmaktadır. Böylece her iki doğrultucu grubu da aynı yönde gerilim üretmektedir. Kontrollü
doğrultucunun alternatif akım besleme uçları bir transformatör üzerinden asenkron makinanın
stator uçlarının beslendiği şebekeye bağlanmıştır. Hız kontrolü yapılırken makinanın daha
önceden yol almış olması gerekmektedir. Bu amaçla sadece yol alma süresi içinde rotora
dışarıdan kademeli dirençler ilave edilebilir. Yol almış ve yüklü durumdaki asenkron makinanın
istenen hız değerine gelebilmesi için rotor akımlarının, nominal değer ile 0 arasında
değiştirilebilmesi gerekmektedir. Bu amaçla kontrollü doğrultucunun tetikleme açıları
90°<α<180° arasında değiştirilir. α=90°’ da kontrollü doğrultucunun ürettiği gerilim 0 olurken,
rotor uçları kısa devre olmakta ve dolayısıyla da rotordan maksimum akım akmasına izin
verilmektedir. α=180°’ de evirme modunda çalışan kontrollü doğrultucu ile kontrolsüz
doğrultucunun oluşturacakları gerilimlerin etkin değerleri eşit ve aynı yönde olduğundan
rotordan akan akım, sadece gerilimlerin ani değerleri arasındaki fark nedeniyle oluşmakta olup
minimum değerdedir ve yaklaşık sıfır olarak alınabilir. Bu durumda rotor uçları açık devre
demektir. Böylece, yük altındaki bilezikli asenkron makinanın rotor uçları dışarıdan kısa devre
ve
açık
devre
durumları
arasında
kademesiz
şekilde
değiştirilerek
hız
kontrolü
yapılabilmektedir. Rotor akımının kontrollü doğrultucu üzerinden kontrol edilmesi, tetikleme
43
açılarının değişimi ile harmonik akımların oluşmasına neden olmaktadır. Rotor akımındaki
harmoniklerin oluşması, stator sargılarının beslendiği kaynaktan çekilen stator akımlarının da
bozulmasına neden olmaktadır. Şekil 5.6'da senkronaltı çevirici kaskadının yer aldığı hız
kontrol devresi yer almaktadır. Bu devrede istenen bir hız referans değeri ile takogeneratör
yardımıyla elde edilen gerçek hız değeri karşılaştırılarak elde edilen hız hatası PID hız
kontrolörüne
uygulanmıştır.
Bu
kontrolör
çıkışında
doğrultulmuş
rotor
akımı
ile
karşılaştırılacak olan referans rotor akım değeri elde edilmektedir. Hız kontrolörünün ürettiği
referans rotor akımı ile kontrolsüz doğrultucu çıkışındaki rotor akımı ikinci bir karşılaştırma
(toplama) devresinde karşılaştırılmaktadır. Karşılaştırma sonucu oluşan akım hatası ise PID
biçimindeki bir akım kontrolörüne uygulanarak kontrollü doğrultucuya ilişkin tetikleme
açılarını üretecektir. Bu şekilde rotor akımı kontrol edilerek motor istenilen hız değerine ulaşır.
Rotor akımının arttırılması dolaylı olarak rotor direncinin azaltılmasına, rotor akımının
azaltılması ise dolaylı olarak rotor direncinin arttırılmasına karşılık gelir. Daha önceden
açıklandığı gibi rotor direncinin değişimi motorun hızını değiştirmektedir.
Şekil 5.6 Senkron altı çevirici kaskadı (Scherbius devresi)
5.7 Senkronaltı-Senkronüstü Çevirici Kaskadı İle Bilezikli Asenkron makinlarda
Hız
Kontrolü
Bu sistemde de, senkron altı çevirici kaskadından farklı olarak makinanın rotor uçlarına
diyotlardan oluşmuş kontrolsüz doğrultucu yerine, tristörlerden oluşmuş kontrollü bir
44
doğrultucu bağlanmıştır. Sistemin bağlantısı Şekil 5.7'de gösterilmiştir. Bu devrede her iki
doğrultucu da hem doğrultma, hem de evirme modunda çalışabilmektedir. Bu sayede rotorda
oluşan enerji (kayma enerjisi) zıt paralel bağlı diğer kontrollü doğrultucu tarafından şebekeye
aktarıldığı gibi şebekeden de rotor devresine bir enerji akışı söz konusudur. Böylece iki
yönlü enerji akışı sağlanmaktadır. İlk durum senkron altı çalışmaya, ikinci durum ise senkron
üstü çalışmaya karşılık gelmektedir. Doğrultucu gruplarından biri doğrultma modunda, diğeri ise
evirme modunda çalışmaktadır.
Şekil 5.7 Senkron altı – senkron üstü çevirici kaskadı
5.8 Stator Frekansını Değiştirerek Hız Kontrolü
Alternatif akım makinalarının hız kontrolünde, en kolay ve en etkin yol makinanın stator
sargısına uygulanan gerilimin frekansının değiştirilmesidir. Makinanın stator sargılarına
uygulanan gerilimin frekansı yada kısaca senkron frekans ile makinanın senkron hızı arasında
aşağıdaki ilişki vardır.
ns =
60 f s
(d/d)
p
(5.8)
Motor senkron hız değerine ancak boşta iken yaklaşabilir. Boşta çalışıyor olsa bile mildeki
sürtünmenin yarattığı yük etkisinden dolayı senkron hızın altında dönecektir. Makinanın
çalıştığı hız değerini senkron frekansı ile miline bağlı yük belirler. Daha önceden de
45
söylendiği gibi makinanın hızı, senkron hız ile devrilme momentine karşı düşen devrilme hızı
arasındaki dar bir aralıkta değiştirilebilir. Sadece stator frekansı değiştirilip stator gerilimi sabit
tutulduğunda makinanın maksimum momenti ve rotor akımı stator direnci ihmal edilerek
aşağıdaki bağıntılara göre değişir;
M e ,max
I r' =
ms p
Vs 2
=− 2 2
mr ' ⎤
4π f s ⎡ ms
⎢⎣ 2 Lsσ + 2 Lrσ ⎥⎦
Vs
1
2
⎡ Rr' ⎤ ⎡ ms
mr ' ⎤ 2π f s
L
L
+
+
⎢ ω ⎥ ⎢ 2 sσ 2 rσ ⎥
⎦
⎣ r⎦ ⎣
2
(5.9.1)
(5.9.2)
Denklem (5.8)'de görüldüğü gibi senkron frekans azaltılarak düşük hızlara inmek mümkün
olur. (5.9.1) ve (5.9.2) denklemlerinde paydada yer alan senkron frekansın azalması ile hem
makinanın maksimum momenti, hem de rotor akımı artar. Şekil 5.8.1 ve Şekil 5.8.2'de bu
durum açıkça görülmektedir. Momentteki bu artış, eğer manyetik devrelerdeki doyma
etkisi ihmal edilirse, büyük boyutlara ulaşabilir. Bu durum Şekil 5.8.1'de verilen makinanın
hız moment karakteristiğinden de görülmektedir. Makinanın yüksek maksimum moment
üretme kapasitesine sahip olması başlangıçta olumlu bir etki gibi gözükse bile, daha fazla
akım çekilmesine neden olur. Şekil 5.8.1 ve Şekil5.8.2'de doyma etkisi gözönüne
alınmamıştır. Oysa doyma etkisi göz önüne alındığında makinanın artan akımına karşılık
üretebileceği maksimum moment, diyagramlarda gösterildiği kadar çok artmayacaktır.
Endüstriyel bir sistemde motora gelecek yük değerleri belli olup makinanın boyutlandırılması
buna göre yapılır. Frekansın azalması ile maksimum momentin artması, motor hiç bir zaman bu
kapasiteyi kullanabilecek bir yükle yüklenmeyeceğinden bir fayda sağlamayacağı gibi,
motorun boşu boşuna şebekeden yüksek akımlar çekilmesine neden olacaktır. Bu akımlar
özellikle hızın sıfıra yakın bölgelerinde oldukça büyük değerlere ulaşacak ve denklem
(5.9.2)'den de görüldüğü gibi frekans sıfır yapıldığında sargı dirençleri ihmal edilirse
sonsuza gidecektir.
46
Şekil 5.8.1 Stator frekansının değiştirilmesi ile elde edilen moment kayma karakteristiği
Şekil 5.8.2 Stator frekansının değiştirilmesi ile elde edilen rotor akımı kayma karakteristiği
Sonuç olarak, frekans değiştirilerek yapılan hız kontrolü, hız kontrol aralığının büyük bir
kısmını kapsayan, şebeke frekansına karşı düşen senkron hız ile sıfır hızı arasındaki hız
bölgelerine inilmek istendiğinde, artan akımın getirdiği ilave kayıplar ve doyma etkisi nedeniyle
kullanışlı bir yöntem değildir.
47
5.9 Stator Geriliminin Genlik ve Frekansının Değiştirilmesi İle Hız Kontrolü
Görüldüğü gibi, motora uygulanan gerilimin frekansı düşülürken genliğinin sabit kalması
makinanın bağlı olduğu kaynaktan fazla akım çekmesine neden olmaktadır. Maksimum
moment ve akım ifadelerinden görüldüğü gibi hem hız kontrolünü yapmak, hem de akım ve
momentin bu kontrol sırasında artmasını engellemek için frekansın genlikle birlikte
değiştirilmesini gerektirmektedir. Asenkron makinaların değişken hızlı tahrik sistemlerinin
kontrolünde stator geriliminin genlik ve frekansının değişimine dayalı yöntemler aşağıdaki gibi
iki temel kısma ayrılabilirler:
a) Skaler kontrol yöntemleri
b) Vektörel (veya kısaca vektör) kontrol yöntemleri
5.10 Skaler Kontrol Yöntemleri
Makinanın hız kontrolünde, stator geriliminin genlik ve frekansının değiştirilmesi en uygun
yöntemdir. Makinanın sürekli rejimde geçerli olan (5.1)' deki moment denkleminde bakıldığında,
Rs=0 olması koşulu altında gerilim/frekans ( Vs / fs ) oranının sabit tutulması ile düşük hızlar
dışında makinanın hızının geniş bir aralıkta kontrol edilebildiği görülmektedir. Bu durumda
makinanın oluşturabileceği denklem (5.9.1) ile verilen maksimum moment değeri tüm hız
aralığında sabit kalacaktır. Makinanın bağlı olduğu kaynaktan çektiği akım da yine belli bir yük
için tüm hız aralığı boyunca değişmeyecektir. Ancak bu yöntemde, stator geriliminin
genliğinin az olduğu düşük hız bölgelerinde stator direnci önemli hale gelir. Motora nominal
yükünün uygulanması durumunda, bu çalışma bölgesinde gerekli moment değerinin sağlanması
için makinaya uygulanan gerilime oranla oldukça büyük değerde olan Rs Is gerilim düşümünün
de karşılanması gerekmektedir. Bu değer yol alma sırasında da önemli olup makinanın
başlangıçta üretmesi gereken yol alma momentinin değerini etkilemektedir. Bu nedenle özellikle
düşük hız bölgelerinde gerilimin genliği, bahsedilen gerilim düşümünü kompanze edebilecek
şekilde
gerilim/frekans
oranının
belirlediği
değerden
daha
yüksek
seçilmelidir.
I.R
kompanzasyonu olarak adlandırılan bu yöntem asenkron makinalar için sürücü imal eden firmalar
tarafından yaygın olarak kullanılmaktadır.
48
Motorda Vs ≈ Es alınırsa, Vs = 4, 44 f s Φ s N s olduğundan Vs / f s oranının sabit tutulması hava
aralığı akısı Φ s ' in sabit tutulması anlamına gelir. Rs 'nin sıfırdan farklı olduğu düşünülecek
olursa bunu sağlamak için Vs stator gerilimi yerine, statorda endüklenen Es gerilimi ile frekans
oranın sabit tutulması gereği anlaşılır. I.R kompanzasyonu bir anlamda bunu sağlamaktadır.
Düşük hız bölgeleri dışında gerilim/frekans oranı doğrusal alınabilir. Makina hızının, senkron hız
değerinin üzerine çıkarılması için, makinaya nominal frekansının üzerinde bir frekans
uygulanması gerekir. Bu durumda gerilim/frekans oranının sabit tutulabilmesi için gerilimin de
artan frekansla artması gerekir, ancak sargı izolasyon problemleri nedeni ile uygulanan gerilimin
nominal değerinin üzerine çıkması pek arzu edilmez ve bu nedenle makinaya uygulanan
gerilim/frekans oranının sabit tutulması koşulu nominal frekansın üzerindeki değerlere karşılık
olarak makinaya uygulanan gerilimin nominal değerinde sabit tutulması ile sonuçlanır. Stator
geriliminin genlik ve frekansının bu bilgiler ışığında elde edilen değişimleri Şekil 5.9’da
verilmiştir. Genel olarak doğrusal değişimden I.R kompanzasyon bölgesine geçmeyi gerektiren
frekans değeri fsmin= 10 veya 15 Hz civarındadır.
VsN
Şekil 5.9 Gerilim/frekans değişim eğrisi
Endüstride asenkron motorların hız kontrolünde yoğun olarak kullanılan gerilim/frekans
yönteminin gerçekleştirilebilmesi için makinanın beslendiği güç katının, değişken genlik ve
frekansta gerilimler üretebilecek özellikte olması gerekir. Motoru besleyen şebeke sabit genlik ve
49
frekansta sinüzoidal gerilimler sağlamaktadır. Bu kaynaktan makinanın hız kontrolü için gerekli
değişken genlik ve frekanslı sinüzoidal işaretler üreten güç elektroniği devrelerinden oluşmuş
sistemlere genel olarak frekans çeviriciler adı verilmektedir. Bu çeviriciler genel olarak iki
türlüdür:
a) Doğrudan frekans çeviriciler
b) Ara devreli frekans çeviriciler
5.11 Doğrudan Frekans Çeviriciler
Doğrudan frekans çeviriciler her bir fazda biribirine zıt paralel bağlı tam veya yarım dalga
kontrollü doğrultuculardan oluşur. Doğrudan frekans çeviricinin asenkron makinada
uygulaması Şekil 5.10'te görülmektedir. Gerilim ve frekansın birlikte değiştirilebildiği bu
çeviricilerde hız kontrol aralığı, boştaki anma hız değeri ile, bunun 1/3 'ü arasındadır. Hız
aralığının geniş olmaması ve çok sayıda eleman gerektirmesi, bu sistemi ancak büyük güçlü
tahrik sistemleri için uygun kılmaktadır. Tam dalga doğrultucu kullanılması durumunda 36 adet
tristör gerekmektedir. Ancak, yüksek hızlı tristörler gerektiren eviricilerle kıyaslandığında daha
düşük hızlı tristörlerin yeterli olduğu bu tip çeviriciler, kullanılan tristör sayının gerektirdiği
kadar pahalı bir çözüm sunmamaktadırlar. Devrede biribirine zıt paralel bağlı üç faz tam
dalga kontrollü doğrultulara yer almaktadır. Bu doğrultuculardan bir grubu pozitif (P), zıt
paralel olan diğer grup ise negatif (N) olarak ayrılmıştır. Devrede yer alan birbirine zıt paralel
bağlı doğrultucu grupların tetikleme açıları arasındaki ilişki, her bir açı bir paralel koldaki
doğrultucuya ilişkin olmak üzere α p + α n = 180o şeklindedir. Hız kontrolü için gerilim ve
frekans değerlerinin değiştirmek amacı ile gerekli tetikleme açıları istenilen çıkış dalga şekline
göre modüle edilerek elde edilir.
50
Şekil 5.10 Tam dalga doğrultucu gruplarından oluşmuş frekans çevirici
5.12 Ara Devreli Frekans Çeviriciler
Bağlı bulundukları şebekenin sabit genlik ve frekanslı sinüzoidal geriliminden değişken genlik
ve frekanslı gerilim ve akımlar üreten ara devreli frekans çeviriciler asenkron makinanın
hız kontrolünde yaygın olarak kullanılırlar. Bu çeviriciler yapı itibarı ile;
a)
Girişte şebeke gerilimini doğrultan bir veya üç fazlı tam dalga kontrollü
(tristörlü) veya kontrolsüz (diyotlu) bir doğrultucu,
b) Doğrultucuya
bağlı
bir
ara
devre,
(Ara
devrenin
türüne
göre
seri
endüktanstan oluşan akım ara devreli veya seri bir süzme endüktansı ve
paralel bir kondansatörden oluşan gerilim ara devreli olabilir)
c)
Eviriciden oluşur.
Ara devre çıkışında yer alan eviriciler ise,
a) Kare dalga
b) Darbe genişlik modülasyonlu (Pulse Width Modulation, PWM)
olmak üzere iki türlü olabilirler.
Bunun dışında darbe genlik modülasyonlu eviriciler de vardır, fakat farklı doğru gerilim
seviyeleri gerektirdikleri için pek uygulama alanı bulmazlar. Ara devre tipine göre de
frekans çeviriciler ikiye ayrılırlar;
a) Akım ara devreli çeviriciler
51
b)
Gerilim ara devreli çeviriciler
5.13 Akım Ara Devreli Frekans Çeviriciler
Özellikle büyük güçlü asenkron makinaların hız kontrolünde kullanılmaktadırlar. Sistemin
bağlama düzeni Şekil 5.11'de gösterilmiştir. Devrede, akımın genliğini kontrol edebilmek için
girişte kontrollü bir doğrultucu, ara devrede ise akımı süzmek için büyükçe bir seri endüktans
yer alır. Eviricinin görevi sadece frekansı değiştirmektedir. Aynı zamanda, daha sonraki
bölümde anlatılacağı gibi kontrol büyüklüğünün akım olması, doğrudan vektör kontrol
yönteminin kolayca uygulanmasını mümkün kılar. Buna karşılık akımın genliğinin değiştirilmesi
ara devrede yer alan büyük endüktans nedeni ile oldukça gecikmeli olarak gerçekleştirilmektedir.
Yine akım genliğinin şebekeye bağlı kontrollü bir doğrultucu üzerinden gerçekleştiriliyor
olması nedeni ile devre şebekeden bazı tetikleme açılarında hem oldukça harmonikli akımlar
çeker hem de sisteme ilişkin cosφ değeri oldukça kötüdür. Bu tür devrelerde evirici katında yer
alan tristörlerin kesime gitmesi eviricinin bağlı olduğu asenkron makinanın parametrelerine
bağlıdır. Devre çıkışına motor bağlı olmadan çalışamaz. Ek kayıplara ve özellikle düşük hızlarda
moment salınımlarına neden olan çıkış akımındaki harmonikler, darbe genişlik modülasyonlu
bir evirici ile azaltılabilir. Ayrıca akım ara devreli çeviricinin frekans kontrol bölgesi dar olup
ara devre endüktansı ve komütasyon kondansatörleri pahalıdır. Aynı zamanda birden fazla
motoru tahrik etmek için kullanılamaz.
Şekil 5.11 Akım ara devreli çevirici
52
5.14 Gerilim Ara Devreli Frekans Çeviriciler
Bu tür çeviricilerde, motora uygulanan gerilimin genliği ve frekansı evirici katında yer alan güç
yarıiletken anahtar elemanların uygun bir şekilde tetiklenmeleri ile değiştirildiğinden giriş
katında diyotlardan oluşan kontrolsüz bir doğrultucu kullanılması yeterlidir. Bu sayede giriş
tarafındaki cosφ, 1' e yakın değerler alır ve şebekeden kontrollü doğrultucu durumuna göre daha
az harmonikli akımlar çekilir. Evirici katında ise güç anahtarları olarak günümüzde çoğunlukla
IGBT' ler kullanılmaktadır. Gerilim ara devreli frekans çeviricilerde ayrıca ara devrede
eviriciye uygulanacak doğru gerilimi sabit tutabilecek büyüklükte paralel bir kondansatör yer
almaktadır.
5.15 Değişken Gerilim Ara Devreli Frekans Çeviriciler
Bu tip çeviriciler kare dalga frekans çeviriciler olarak da bilinirler. Sistemin bağlantı devresi
Şekil 5.12'de devrede yer alan doğrultucu, kontrollü olabileceği gibi, kontrolsüz doğrultucu ve
buna ilave bir doğru akım kıyıcı da olabilir. Bu frekans çeviricilerde ara devre gerilimi değişken
olduğundan ve yine bu devrede yer alan kondansatör büyük değerli olduğu için istenen gerilim
değişimlerine sistemin cevabı yavaş olur. Evirici katı tristör veya IGBT'ler ile oluşturulabilir.
Gerilim aradevreli eviricilerin tristörlü olarak gerçekleştirilmesi durumunda, tristörlerin kesime
gitme işlevi (komütasyon olayı), akım ara devreli tristörlü eviricilere göre daha zor olup ve daha
fazla sayıda eleman ve daha karmaşık bir kontrol devresi gerektirir. Ayrıca motor uçlarına
uygulanan 120° lik kare dalga biçimindeki gerilim, özellikle düşük hız değerlerinde ısınma
kayıpları ve moment salınımlarına neden olan oldukça büyük değerli harmonikler içerir.
Dikkat edilmesi gereken diğer bir nokta da oluşan akım tepeleri nedeni ile eviricide yer alan
anahtar elemanlarının ve bunlara ilişkin çevre elemanlarının yeterince büyük değerde
seçilmesi gereğidir. Bunun yanısıra Vs / fs oranının sabit tutulması kolayca sağlanabildiği için
kare dalga evirici, skaler kontrole yatkındır, ancak kontrollü doğrultucular kullanıldığından,
cosφ büyük değerler alır. Ayrıca hız kontrol aralığı senkron hız ile senkron hızın 0.1 katı
arasındadır. İşte bu sakıncaları nedeni ile kare dalga evirici çok elverişli bir sürücü türü değildir.
Değişken ara devre geriliminin elde edilebilmesi için, girişte kontrollü doğrultucu yerine Şekil
53
5.13'de de görüldüğü gibi kontrolsüz bir doğrultucu ve bunun çıkışındaki sabit doğru gerilimi
değiştiren bir doğru akım kıyıcı da kullanılabilir. Bu şekildeki bir yapı ile devrenin cosφ' si
düzeltilebildiği gibi, süzme elemanları da daha küçük seçilerek sistemin dinamiği
iyileştirilmektedir.
Şekil 5.12 Kontrollü doğrultucu ile oluşturulan değişken gerilim ara devreli kare dalga evirici
ile sürülen asenkron motor
Şekil 5.13 DC-DC kıyıcı tarafından oluşturulan değişken gerilim aradevreli kare dalga evirici
ile sürülen asenkron motor
54
5.16 Sabit Gerilim Ara Devreli Frekans Çeviriciler
Şebeke tarafında kontrolsüz doğrultucular yer aldığı için bu tür frekans çeviricilerde ara devre
gerilimi sabittir. Böylece hem küçük süzme elemanlarının kullanımı mümkün olur, hem de daha
iyi bir cosφ elde edilir. Gerilim ve frekans, evirici üzerinden değiştirilmektedir. Eviricideki güç
anahtarlarının kontrolü için darbe genişlik modülasyonu kullanılmaktadır. Şekil 5.14'de sabit
gerilim ara devreli frekans çevirici gösterilmiştir.
Şekil 5.14 Gerilim ara devreli frekans çevirici
5.17 PWM (Darbe Genişlik Modülasyonu)
Alternatif akım makinaları sargılarından akan sinüzoidal akımlara ve sargı gerilimlerine göre
boyutlandırılırlar. Değişken hızlı tahrik sistemlerinin endüstriyel uygulamalarında, güç katı
olarak, büyük bir çoğunlukla değişken genlik ve frekansın elde edilmesi için eviriciler
kullanılmaktadır.
Eviriciler sabit doğru gerilim veya akımdan beslenirler. Bu kaynaktan motor sargılarına
uygulanmak üzere sinüzoidal akımlar elde edilmesi için en ekonomik ve uygulanması en kolay
yöntem, giriş genliğinin sabit tutulduğu, fakat bu genliğin uygulanma süresinin ya da darbe
genişliğinin çıkışta istenilen sinüzoidal işarete göre modüle edilerek, darbe dizisi biçimindeki
işaretlerin oluşturulduğu yöntemdir. Bu modülasyon işlemi, darbe genişliklerini istenilen
sinüzoidal işaretlere uygun olarak modüle ettiği için darbe genişlik modülasyonu veya İngilizce
baş harfleri ile PWM olarak adlandırılır. Şekil 5.15'de PWM ile elde edilen darbeler ve
sinüzoidal gerilim gösterilmiştir. PWM dalga şekli değişik yöntemlerle üretilebilir. Şimdi PWM
55
dalga şekillerinin oluşturulmasında başvurulan yöntemlerden söz edilecektir. Bunun için çeşitli
yöntemler mevcuttur.
5.17.1 Sinüs-üçgen karşılaştırılması
PWM darbelerini elde etmek için en çok kullanılan ve basit olan yöntem sinüzoidal işaret ile
üçgen işaretin karşılaştırılması prensibine dayanır. Çıkışta elde edilmek istenen sinüzoidal
işaret ile frekansı güç devresindeki anahtarlama frekansına eşit bir üçgen dalga
karşılaştırılarak kesişme noktalarında darbe üretilmektedir. Şekil 5.15’de üst kısımda
referans sinüs ve bununla karşılaştırılacak olan üçgen dalga, alt kısımda ise karşılaştırma
sonucunda üretilen PWM dalga şekli verilmektedir. Görüldüğü gibi, üretilen PWM işarette
anahtarların açık ve kapalı olma sürelerinin toplamı, üçgen işaretin periyoduna eşittir.
PWM dalga şeklinin temel bileşeni olarak ise teorik olarak sinüzoidal gerilim referansına
eşdeğerdir. Bu şekilde sinüzoidal bir işaretin zamana göre değişen genliği, eviricideki
anahtarların açık veya kapalı olma sürelerine dolayısıyla oluşan darbelerin uzunluklarına
karşı düşürülmüş olur. Elde edilen PWM işaretleri eviricide yer alan güç anahtar
elemanlarına uygulanarak PWM şeklinde gerilimler motor sargılarına uygulanır. Böylece
elde edilen dalga şeklinde temel bileşen dışında kalan harmonik etkilerini azaltmak
anahtarlama frekansının arttırılması ile mümkün olur. Sargılara uygulanan dikdörtgen darbe
geriliminin sargılardan akıttığı akım ise sargı endüktanslarının filtre etmesi nedeniyle
oldukça sinüzoidal biçimdedir. Ancak sinüzoidal işaretin temel bileşenin yanı sıra akımda
istenmeyen harmonikler de oluşmaktadır. Bu harmoniklerin seviyelerinin azaltılması,
harmoniklerin azaltılmasına yönelik anahtarlama yöntemleri kullanılarak mümkün olabilmektedir.
Bu arada makinaya uygulanan gerilim harmonikleri, makinanın elektriksel devresinde yer alan
direnç ve endüktansların oluşturduğu alçak geçiren filtre etkisi ile süzülür ve akımda bu
harmoniklerin etkisi daha azalmış olarak ortaya çıkar. Böylece makinada harmonikler nedeni ile
oluşacak ek bakır kayıpları azaltıldığı gibi momentteki harmonik etkilerinden dolayı oluşacak
salınımlar da ortadan kalkacaktır.
56
Genlik
Zaman
Genlik
Zaman
Şekil 5.15 Sinüs-Üçgen karşılaştırması ile elde edilen PWM dalga şekli.
PWM gerilim dalga şekilleri çoğunlukla IGBT tipindeki güç anahtar elemanlarının iletime
sokulması ile elde edilen "1" ve kesime götürülmesi ile elde edilen "0" seviyelerinden oluşur.
Evirici katında yer alan IGBT’lerin iletime geçme ve kesime gitme süreleri toplamı yani
anahtarlama periyodunun tersi anahtarlama frekansını verir. Anahtarlama frekansı eviricide yer
alan tüm IGBT’ler için eşit ve sabit değerdedir. Buna karşın asenkron makinanın stator
sargılarına uygulanacak PWM gerilim dalga şeklinin genlik ve frekansı bu IGBT' lerin
iletime geçme ve kesime gitme süreleri değiştirilerek oluşturulur. Anahtarlama frekansının
artması ile stator sargılarından geçen akımların harmonik bileşenlerinin azalmasına neden
olmakla birlikte, IGBT’lerin anahtarlama kayıplarını arttırmaktadır. Motor faz sargılarına
uygulanan stator PWM geriliminin dalga şekline ve yüke bağlı olarak oluşan stator faz
akımlarında istenen temel bileşenin yanısıra harmonik akım bileşenlerini de içerdiği görülür.
Akımda en yüksek genlikli temel
bileşene
ek
olarak,
dengeli
sistemlerde
3,5,7,9,11,..
vb. tek harmonikler de yer alacaktır. Buna karşılık stator sargıları üçgen veya yıldız bağlı ve
yıldız noktası da yalıtılmış olan makinalarda 3 ve 3' ün katı harmonikler makinanın
akımında yer almayacaktır. Ancak bu durumda 5,7,11,13,.. vb. harmonik bileşenlerin
yanısıra, PWM dalga şeklindeki güç anahtar elemanlarına uygulanan anahtarlama
frekansında da harmonik bileşenler oluşacaktır. Yalnız bu harmonik bileşenlerin genlikleri,
57
harmonik bileşenlerin frekansları arttıkça küçülür. Anahtarlama frekansının artması ile akımdaki
harmonikler azaltılırken, özellikle problem yaratan temel bileşene yakın harmonikler
IGBT’lerin uygun açılıp kapanmaları ile kontrol edilebilir, ortadan kaldırılabilir veya
minimum hale getirilebilir. Amaç, çıkış dalga şeklinin sinüse yaklaştırılması ve böylece ek
kayıpların ve moment salınımlarının azaltılmasıdır. Bu sorunun çözümü hızlı anahtarlama
elemanlarının kullanılması ile mümkündür. Günümüzde anahtarlama frekansları 10 kHz’in
üstünde olan IGBT’lerden oluşmuş eviriciler oldukça geniş bir güç aralığında kullanılırken çok
büyük güçlerde hala tristörler veya kapıdan tıkanabilen tristörlerden (GTO) oluşmuş 1-2 kHz
civarında anahtarlama frekanslı eviriciler kullanılmaktadır. Klasik tristörlerdeki komütasyon
devreleri ve bunlardan oluşan eviricilerin düşük anahtarlama frekanslarında çalışması, kayıplar
üzerinde etkin olmaktadır. Şekil 5.16'de sinüs-üçgen karşılaştırılması ile üretilen PWM işaretleri
ile sürülen asenkron makina görülmektedir.
Şekil 5.16 Sinüs-Üçgen karşılaştırma yönteminin uygulandığı PWM evirici.
Şekil 5.16’dan da görüldüğü gibi darbelerin elde edilmesinde kullanılan sinüs fonksiyonları
makinaya uygulanacak gerilimin genliği ve frekans bilgilerinden hareketle her bir faz için
aşağıdaki gibi oluşturulmaktadır.
58
Varef = Vm sin θ s
Vbref = Vm sin(θ s +
2π
)
3
Vcref = Vm sin(θ s −
(5.10)
2π
)
3
Her bir faz için PWM darbelerini üretebilmek amacıyla, denklem (5.10)’daki sinüzoidal
işaretler, frekansı anahtarlama frekansına eşit, genlik ve frekansı sabit bir üçgen dalga ile
karşılaştırılır. Genliği ve frekansı değişken referans sinüzoidal işaretler, her bir faz için
kullanılan sinüs üreteçlerinden elde edilir. Bu yöntemle hem skaler kontrole hem de vektör
el kontrole yönelik olarak PWM dalga şekilleri üretilebilir. Skaler kontrolde referans
sinüzoidal işaretin genlik ve frekansı, genlik/frekans=sabit bir oranda değiştirilirken,
vektörel kontrolde bu oranın sabit tutulması yerine, belirli bir ilişki içinde değiştirilmesi
öngörülmektedir. Elde edilen PWM işaretleri eviricide yer alan anahtarlama elemanlarına
uygulanmadan önce bir güç kuvvetlendiricisinden geçmeli ve yine bu işaretler birbirinden ve
PWM üreteci elektronik devreden elektriksel olarak yalıtılmalıdırlar. Bu nedenle şekilde her
bir işaret için kuvvetlendirme ve izolasyon blokları konulmuştur.
5.17.2 Histeresiz özellikli orantılı akım kontrolü:
Sinüs-üçgen karşılaştırılmasında makinaya uygulanacak gerilimler doğrudan kontrol edilirken, bu
yöntemde makinaya uygulanan gerilimler akım kontrolü sonucunda elde edilmektedirler.
Makinadan akacak akımın sinüzoidal olması istendiğine göre amaç, motor akımlarının
sinüzoidal referans akımlarını izlenmesini sağlayacak bir PWM yöntemi oluşturmaktır. Bu
yöntemde referans sinüzoidal akımlarla makinadan akan faz akımları ölçülerek, karşılaştırılır.
Karşılaştırma işlemi için hızlı karşılaştırcılar (komparator) kullanılır. Oluşan akım hatası eğer
pozitif ise eviricinin üst kolunda yer alan IGBT (Q1, Q3, Q5), negatif ise alt kolunda yer alan
IGBT (Q2, Q4, Q6) iletime sokulur. Bu işlemde anahtarlama frekansını sınırlandırmak için en
basit yöntem, karşılaştırıcı çıkışında histeresiz özelliğine sahip anahtarlama kullanmaktır.
Şekil 5.17'de bu yöntemle sürülen sincap kafesli bir asenkron makina görülmektedir.
Makina sargılarına uygulanan gerilimlerin dalga şekilleri yine PWM biçimindedir. Şekil 5.18'de
59
histeresiz akım kontrollü bir eviricinin bir fazına ilişkin akım karşılaştırma, histeresiz devresi
ve güç anahtarlarının yer aldığı blok şema görülmektedir. Şekil 5.19'da ise histeresiz akım
kontrollü PWM gerilim dalga şekli ve bu şeklin nasıl üretildiği gösterilmiştir. Bu yöntemde
eviriciden akan akım, referans akım etrafındaki histeresiz bandı içinde kalacak şekilde
anahtarlama yapılmaktadır. Sinüzoidal biçimde oluşturulan referans akım ile motordan akan
akım karşılaştırılmaktadır. Şekil 5.18 ve Şekil 5.19'dan hareketle, motordan akan akım referans
akım ve histeresiz akım bandının yarısından daha büyükse, negatif anahtar iletimde, motor akımı
referans akım ve histeresiz akımın yarısı arasındaki farktan küçükse pozitif anahtar iletimdedir.
Diğer durumlarda ise anahtarlarda bir konum değişikliği olmaz önceki durumlarını korurlar.
Şekil 5.17 Sabit anahtarlama frekanslı akım kontrollü PWM
Şekil 5.18 Histeresiz akım kontrollü bir eviricinin bir fazına ilişkin akım karşılaştırma, histeresiz
devresi ve güç anahtarları
60
Şekil 5.19 Histeresiz akım kontrollü PWM dalga şeklinin oluşturulması.
Makinadan akacak akımlar karşılaştırıcıların histeresiz genişlikleri ile belirlenen akım bandı
içinde kalacak şekilde uygulanan referans sinüzoidal akımları izleyeceklerdir. Şekil 5.20'da
histeresiz akım kontrollü bir sistemde, uygulanan referans ve gerçek akım, Şekil 5.21'de ise bu
akımın belirli bir histeresiz bandı içinde izlenmesini sağlayan PWM gerilim dalga şekilleri yer
almaktadır. Bu dalga şekli ile yaklaşık olarak 50 Hz frekanslı bir referans akımın Şekil 5.20'de
görüldüğü gibi, ± 0.5 A lik bir band içerisinde izlenmesini sağlanmaktadır.
61
Akım
Zaman
dolayısyladayapılardyükselm
e,im
kânvehızkaznm
ıştr.M
odernyapılarnyükselm
esi
Bir asenkron makinanın kontrolünde sabit moment bölgesi ve sabit güç bölgesi olmak üzere iki
bölge söz konusudur.
Şekil 5.21 Makinanın moment - kayma karakteristiğinde çalışma bölgeleri
62
Daha önceden de bahsedildiği gibi, makinaya uygulanan frekans 0 <fs<fsn (fsn nominal frekans
olup genelde 50 Hz değerindedir.) aralığında değiştirilirken Vs / fs (veya aslında Es/fs) oranı
sabit kalacak şekilde bir kontrol uygulandığında makinanın hava aralığı akısı ve üretebileceği
maksimum moment sabit kalacaktır. fsn<fs <2.fsn aralığında ise makinaya nominal besleme
frekansının 2 katı bir frekans uygulanmaktadır. Bu durumda makinanın nominal hızının
yaklaşık iki katı bir hız ile dönmesi hedeflenmektedir. Özellikle sincap kafesli makinalar nominal
hızının daha üstündeki hız değerlerinde dönebilirler. Çünkü sincap kafesli asenkron motorun
rotoru çok dayanıklı bir yapıdadır ve bilezik fırça gibi elemanlar içermemektedir. Her ne kadar
nominal frekansın iki katına çıkılamasa bile sistemden anma hızının üstündeki değerlerde
çalışması istenebilir. Makinanın bu çalışma bölgesinde yine Vs / fs oranının sabit kalması
makinanın beklenen maksimum değerini oluşturması için gerekli olmakla beraber stator sargı
gerilimleri nominal gerilimin sadece 1.2 katına ve ancak kısa süreli olarak çıkarılabilir. Bunun
anlamı, makina nominal frekansın üzerinde bir frekans ile beslendiğinde uygulanacak stator
gerilim genliklerinin nominal gerilim seviyesi ile sınırlı olmasıdır. Bu şekilde nominal
frekansın üzerine çıkıldığında artık Vs / fs (veya aslında Es / fs) oranı sabit kalmayacak, aksine
azalacak ve makinanın üretebileceği maksimum moment de düşecektir. Bu çalışma bölgesine
sabit güç bölgesi adı verilir. Artık momentin maksimum değerinin sabit tutulması yerine
makinanın verebileceği gücün sabit tutulması esas olarak alınacaktır. Aşağıdaki ifade bu
durumu matematiksel olarak göstermektedir;
M eωs = P = sabit
(ωs = 2π f s )
(5.11)
Bu ifadeden de görüldüğü gibi frekans arttıkça moment azalacak ve çarpımı sabit tutmak olanaklı
olacaktır. Bazı yazarlar bu durumun akının azalmasına karşı düştüğü varsayımı ile, bu çalışma
biçimini alan zayıflatma bölgesinde çalışma olarak adlandırmaktadırlar.
Kapalı çevrimli gerilim/frekans oranının sabit tutulduğu skaler hız kontrol yöntemleri için
değişik tasarımlar önerilmiştir. Bunlardan birinin şeması Şekil 5.22'de verilmiştir. Şekilden de
görüldüğü gibi makina bu hız kontrol sisteminde gerilim ara devreli bir evirici üzerinden
beslenmekte olup makinaya uygulanan gerilimin genlik ve frekansı, evirici katında yer alan
IGBT' lerin anahtarlanması ile değiştirilmektedir. Hız kontrol sisteminde, istenen (referans) hız
63
değeri ile takogeneratör tarafından üretilen makinanın gerçek hızının karşılaştırılması sonucunda
oluşan hız hatasının (en = nref - n) ortadan kaldırılabilmesi için endüstride yaygın olarak kullanılan
PID (Oran-integral-türev) tipi kontrolörlerden yararlanılır. PID kontrolörünün çıkışından
elde olunan kontrol işareti makinaya uygulanacak stator geriliminin frekansını belirler. Diğer
kontrol büyüklüğü ise bu yöntemde gerilim/frekans oranını sabit tutacak şekilde oluşturulan
genlik değeridir. Şekilde, düşük hızlarda stator direncinde oluşan gerilim düşümünü
kompanze edebilmek için frekans ile gerilimin değişimini gösteren bir blok yer almaktadır.
Piyasada asenkron makinaların hız kontrolü amacıyla geliştirilmiş sürücü devrelerin büyük bir
çoğunluğunda basit bir kontrol yapısı nedeniyle skaler kontrol yöntemi tercih edilmektedir. Şekil
5.22'de verilen basit devrede stator direncinde oluşan gerilim düşümünün kompanze edilmesi için
bir fonksiyon üreteci kullanmak yerine, bu gerilimin kompanzasyonu için akan akımın etkisini
doğrudan kontrol sistemine verebilmek amacıyla ara devreden alınan akım geribeslemesinden
yararlanılmaktadır. Böylece söz konusu kompanzasyonun makinanın yükte veya boşta olması
durumuna ilişkin olarak ve doğru değerlerle yapılmasını sağlayan kayma kompanzasyonlu
kontrol gerçekleştirilmektedir. Şekil 5.23'de bu duruma ilişkin blok şema verilmiştir.
Şekil 5.22 Asenkron makinanın skaler kontrolüne ilişkin blok şema
Daha önceden de söylendiği gibi hava aralığındaki akının sabit tutulması için hava aralığında
endüklenen gerilimle frekans oranının sabit tutulması gerekmektedir. Ancak endüklenen
64
gerilimin değiştirilmesi zor olduğu için makinaya uygulanan gerilimin değiştirilmesi ile
yetinilmektedir. Buna karşılık endüklenen gerilim ve uygulanan gerilim arasında aşağıdaki
ilişki vardır.
Vs = Rs I s + jX sσ I s + Es
Vs ile Es arasındaki fark kaçak reaktans ihmal edilecek olursa, makinanın Rs I s gerilim
düşümüdür. Bu gerilim düşümünü kompanze edebilmek amacıyla Is ile orantılı olan ara
devre doğru akımından yararlanılmaktadır.
Şekil 5.23 Kayma kompanzasyonlu skaler kontrol
Vs / fs oranının sabit tutulmasıyla sürekli rejimdeki moment, istenilen değere getirilebildiği halde
geçici rejimdeki moment değeri kontrol edilememektedir. Vs / fs oranının değiştirilmesi ile
oldukça kolay bir şekilde gerçekleştirilen ve çoğu uygulamalarda yeterli olan hız kontrolü,
özellikle moment kontrolünün önemli olduğu sarma, hadde vb. süreçlerde yeterli
olamamaktadır. Moment değişiminin de kontrol edilmesi gereken hız kontrol sistemlerinde,
stator geriliminin genliği ve frekansı dışında, sinüzoidal bir işaretin tanımlanmasında
kullanılan üçüncü büyüklüğün, yani gerilimin dalga şeklinin belli bir işarete göre faz farkının da
kontrol edilmesi gerekmektedir.
65
BÖLÜM 6
6. VEKTÖREL KONTROL YÖNTEMLERİ
6.1 Giriş
Asenkron makinanın karmaşık kontrol ve dönüşüm algoritmaları gerektirmesinin nedeni
makinanın doğrusal olmayan yapısından kaynaklanmaktadır. Oysa serbest uyarmalı doğru
akım makinası doğrusal bir kontrol yapısına sahiptir. Bunun nedeni akıyı ve momenti oluşturan
akım bileşenlerinin birbirinden bağımsız olarak kontrol edilebilmesidir. Bu sayede akı sabit
tutulduğunda, moment kendini oluşturan akım bileşeni ile doğrusal olarak kontrol edilmektedir.
Momentin akım ile kontrolü, moment değişimlerde hızlı cevap sağlar. Serbest uyarmalı doğru
akım makinasının endüvi reaksiyonu, doyma ve histeresiz etkilerinin ihmal edildiği durumdaki
matematiksel modeli aşağıdaki gibi yazılabilir.
v f = Rf i f + Lf
va = Ra ia + La
di f
dt
dia
+ eb
dt
(6.1.1)
(6.1.2)
Bu modelde sırasıyla v f , R f , i f , L f uyarma devresi gerilim, direnç, akım ve endüktansını,
va, Ra, ia, La, eb endüvi devresi gerilim, direnç, akım ve endüktansı ile ters emk' yi temsil
etmektedir. Makinanın uyarma akısının uyarma akımı ile aşağıdaki gibi doğrusal olarak değiştiği
varsayımıyla,
ψ = Lf i f
(6.1.3)
yazılabilir. Makinanın ters elektro motor kuvveti (emk), eb, emk sabiti kb' olmak üzere, uyarma
akısı ψ ve makinanın açısal hızı ω cinsinden aşağıdaki gibi yazılabilir.
eb = kb'ψω
(6.1.4)
66
Son olarak, makinanın moment ifadesi ise aşağıdaki gibidir.
M e = km' ψ ia = km' L f i f ia = kmi f ia
(6.1.5)
Makinanın (6.1) ile verilen denklemlerinde yer alan endüvi ve uyarma akımları yukarıdaki
varsayımlar altında denklem (6.1.1) ve uyarma akısı sabit tutularak birbirinden bağımsız hale
getirilebilir. Uyarma ve endüvi eksenleri birbirine dik eksenlerdir ve sırasıyla asenkron
makinanın d-q eksen takımlarına karşı düşmektedirler. (6.1.5)' deki moment denkleminde, if
akıyı oluşturan uyarma akımdır. Serbest uyarmalı makinada bu akım sabit tutularak sabit bir
uyarma akısı elde edilir ve böylece moment, ia endüvi akımı ile doğrusal olarak değiştirilebilir.
Endüvi reaksiyonu ihmal edildiği taktirde bu iki akımın değişimi birbirini etkilemeyecektir.
Asenkron makinada ise akıyı ve momenti ayrı ayrı kontrol edebilecek iki akım bileşeni mevcut
değildir; sadece stator akımı vardır. Buna karşın stator akımı sinüzoidal bir akım olması nedeni
ile genlik, frekans ve faz bilgilerini içerir; buna karşın asenkron makina söz konusu
olduğunda kontrol edilmesi gereken büyüklük, genliği, fazı ve frekansı ile tanımlanan akım
vektörüdür. Bu kontrol işlevi literatürde vektör kontrolü olarak adlandırılır. Makinanın stator
akım vektörü, doğru akım makinasındaki uyarma ve endüvi akımlarına benzer şekilde biri akıyı,
diğeri momenti oluşturmak üzere birbirine dik iki bileşene ayrılmalıdır. Akı baz alınarak stator
akımının bileşenlerine ayrılması işlemi akı oryantasyonu olarak adlandırılır. Baz alınacak akıya
göre farklı akı oryantasyon yöntemleri mevcuttur. Ancak tüm bu yöntemlerde akıyı oluşturan ve
akı ile aynı yönde olan akım bileşeni yardımı ile akı sabit tutulup diğer akım bileşeni ile
moment doğrusal olarak ayarlanır. Böylece asenkron makina, hız referansı değişimlerine ve yük
moment değişimlerine doğru akım makinası kadar hızlı cevap verebilmektedir. Şimdi
yöntemin daha iyi anlaşılması için öncelikle asenkron makinanın d-q eksenindeki modelini
yazalım.
⎡
⎤ d ⎡
⎤
L
L
Vsd = Rs isd − ωs ⎢σ Ls isq + m' ψ rq ⎥ + ⎢σ Ls isd + m' ψ rd ⎥
Lr
Lr
⎣
⎦ dt ⎣
⎦
67
⎡
⎤ d ⎡
⎤
L
L
Vsq = Rs isq − ωs ⎢σ Ls isd + m' ψ rd ⎥ + ⎢σ Ls isq + m' ψ rq ⎥
Lr
Lr
⎣
⎦ dt ⎣
⎦
⎡1
⎤
L
dψ rd
0 = Rr' ⎢ ' ψ rd − m' isd ⎥ − ωrψ rq +
Lr ⎦
dt
⎣ Lr
(6.2)
dψ rq
⎡1
⎤
L
0 = Rr' ⎢ ' ψ rq − m' isq ⎥ − ωrψ rd +
Lr ⎦
dt
⎣ Lr
Me = p
Lm
( isdψ rd − isqψ rq )
L'r
Daha önce söz edildiği gibi makinanın modeli 5 adet doğrusal olmayan denklemden oluşmaktadır.
ω i ωψ
ωψ
i ψ
i ψ
Modelde görülen ωs isd , ωsψ rd , s sq , s rq , ωs isd , ωrψ rd , r rq , sq rd , sd rq çarpımlarının
yanısıra makinanın parametrelerinin, özellikle de rotor devresi parametrelerinin akım genlik ve
frekansları ile değişmesi sistemi doğrusal olmayan bir sistem haline getirmektedir. Ayrıca, artan
frekansla endüktansların değeri azalırken deri olayı nedeniyle direnç artmakta, hava aralığı akısı
ise doymadan etkilenmektedir. Bütün bu özellikler gözönüne alınarak kontrol açısından
bakıldığında oldukça karmaşık ve zor bir sistem ortaya çıkmaktadır. Bu sistemin doğru akım
makinasına benzer kontrolünü geliştirebilmek için hem doğrusal olmayan kontrol kurallarının
geliştirilmesine,
hem
de
bu
kuralların
uygulanabilmesi
için
hızlı
işlem
yapabilen
mikrokontrolörlere gerek vardır.
Makinanın hava aralığında senkron hızla dönen d-q eksen takımındaki modelinde makinanın tüm
giriş (vsq , vsd ) ve durumları (isd , isq ,ψ rd ,ψ rq ) d ve q eksen takımına göre tanımlıdır. Bu
büyüklükler (d-q) şeklindeki kartezyen büyüklükler yerine, genlik ve açı biçimindeki polar
büyüklüklerle de ifade edilebilir. Giriş ve durum büyüklüklerinin vektörel olarak gösterimi
aşağıdaki gibidir:
Vs = vsd + jvsq = Vs e jϕv
I s = isd + jisq = I s e jϕi
(6.3)
68
Ψ r = ψ rd + jψ rq = Ψ r e
jϕψ
tanımları kullanılarak
Vs = ( RE + jωsσ Ls )is + σ Ls
⎞
dis Lm ⎛ Rr'
− ' ⎜ ' − jpω ⎟ψ r
dt Lr ⎝ Lr
⎠
⎛ Rr'
⎞
dψ r Rr' Lm
= ' is − ⎜ ' + jωr ⎟ψ r
dt
Lr
⎝ Lr
⎠
ψ s = σ Ls is +
Lm
ψr
L'r
(
)
Me = p
Lm
is ×ψ r
L'r
(6.4)
(6.5)
(6.6)
(6.7)
Tanımlanan vektörel gösterim ve bu vektörlerin d-q eksen takımlarındaki izdüşümleri Şekil 6.1'
de verilmiştir. Makinanın d-q eksen takımındaki modelinde parameterler sabit, giriş ve durum
değişkenleri ise doğru akım bileşenleri şeklindedir. d-q eksen takımı statorda duran α-β eksen
i
takımına göre ωs = θ s açısal hızıyla dönerken bu eksende tanımlı Vs girişi ile is Ψ s ve Ψ r
vektörlerinin α-β eksen takımına göre konumları sırasıyla aşağıdaki gibi yazılabilir.
i
ωs = θ s : d-q eksen takımının açısal hız
i
ωv = ωs + ϕv : Vs , gerilim vektörünün açısal hızı
i
ωi = ωs + ϕi : I s , akım vektörünün açısal hızı
i
ωΨ = ωs + ϕΨ : Ψ s , stator akı vektörünün açısal hızı
s
s
i
ωΨ = ωs + ϕΨ : Ψ r , rotor akı vektörünün açısal hızı
r
r
69
Şekil 6.1 Makinanın d-q eksen takımındaki giriş ve durum değişkenleri ve d-q eksen takımının ab-c ve α-β eksen takımlarına göre konumları
Şekil 6.1'de de gösterildiği gibi tüm vektörler bir baz eksen d-q' ya göre tanımlanmıştır. Elde
edilen modelin daha basitleştirilmesi ve dolayısıyla kontrole daha uygun hale gelebilmesi için
yukarıda sıralanan tüm büyüklüklerin keyfi seçilen bir eksene göre tanımlanması yerine, giriş
veya değişkenlerden biri baz seçilerek, diğer değişkenlerin baz seçilen değişkene göre
tanımlanması da mümkündür.
Bu tanımlamada amaç daha önceden de söylendiği gibi makina modelinin basit ve kontrol
edilmesine uygun hale gelmesinin sağlanmasıdır. Bu istenilen özellikleri sağlamak üzere
modelde yer alan denklemlere bakıldığında, baz olarak seçilecek en uygun değişkenin rotor
akısı olduğu görülür. Diğer büyüklükler, baz olarak seçilen değişkene göre tanımlandığı için bu
durumda rotor akısından oryantasyonlu (kaynaklanmış) bir vektör kontrol sistemi söz konusu
olacaktır. Rotor akısının d ekseni üzerinde tanımlanıp diğer tüm değişkenlerin de bu eksen ve
buna dik q eksenine göre tanımlanması ile stator akım vektörü de hem rotor akısının yer aldığı
d ekseni, hem de q ekseninde bileşenlere ayrılacaktır. Rotor akısı da aynı eksen üzerinde yer
aldığına göre, stator akım vektörünün d ekseni bileşeni akıyı kontrol eden akım bileşeni, q
ekseni üzerindeki akım bileşeni ise momenti kontrol eden akım bileşeni olacaktır. Bu durumda
Şekil 6.1'de ki gibi tüm değişkenlerin bağıl olarak tanımlandığı keyfi bir d-q eksen takımı yerine,
70
artık d ekseni, rotor akısı ile çakışan, diğer tüm değişken bileşenlerinin ise bu eksen ve
buna dik q ekseni üzerinde yer aldığı bir sistem söz konusudur. Yeni durumda tanımlı olan
vektörlerin d-q eksen takımına göre konumları
i
ωs = θ s : d-q eksen takımının ve rotor akı vektörünün açısal hız
i
ωv = ωs + ϕv : gerilim vektörünün açısal hızı
i
ωΨ = ωs + ϕ Ψ : stator akı vektörünün açısal hızı
s
s
olarak verilebilir.
Rotor akısı d ekseni üzerinde olacak şekilde yani ψ r = ψ rd ise ψ rq = 0 olur. Buna göre, rotor
akısından oryantasyonlu model aşağıdaki gibi düzenlenebilir:
Vsd = Rs isd − ωsσ Ls isq + σ Ls
disq
dt
di
⎡
⎤
L
Vsq = Rs isq − ωs ⎢σ Ls isd + m' ψ rd ⎥ + σ Ls sq
Lr
dt
⎣
⎦
⎡1
⎤ dψ rd
L
0 = Rr' ⎢ ' ψ rd − m' isd ⎥ +
Lr ⎦
dt
⎣ Lr
0=−
(6.8)
(6.9)
(6.10)
Lm '
L
Rr isq + ωrψ rd → m isq = ωrψ rd
'
τr
Lr
(6.11)
Lm
isqψ rd
L'r
(6.12)
Me = p
(6.12)'deki moment denklemi doğru akım makinasının (6.1)'deki moment denklemine
benzemektedir. Makinanın rotor akısının sadece d ekseni bileşeni vardır ve rotor akısı burada
doğru akım makinasındaki d ekseni üzerindeki uyarma akısına karşı düşmektedir. Asenkron
71
makinanın q eksenindeki akımı ise doğru akım makinasının q eksenindeki endüvi akımına
karşı düşmektedir. Serbest uyarmalı doğru akım makinasında akı, uyarma akımı ile kontrol
edilmektedir. Burada ise (6.10)'daki denklemlerden de görüldüğü gibi d ekseni rotor akısı d
ekseni stator akımı ile kontrol edilmektedir. (6.10)'daki denklem, durum denklemi
biçiminde düzenlenirse
dψ rd Rr'
L R'
= ' ψ rd − m ' r isd
dt
Lr
Lr
(6.13.1)
elde edilir. Makinanın d ekseni akısı ile akım arasındaki ilişki doğrusal olup bir transfer
fonksiyonu ile verilebilir.
Lm
sτ r + 1
isd
ψ rd
Şekil 6.2 Stator d ekseni akımı ile rotor akısı arasındaki transfer fonksiyonu
Bu ifadede τ r = L'r Rr' rotor devresi zaman sabitidir. (6.12) ve (6.13.1) denklemlerinden
görüldüğü gibi, makinanın akısı sadece d ekseni akımına, moment ise bu akı ve akımın q eksen
bileşenine bağlı olarak değişmektedir. Böylece momentin, birbirine dik ve dolayısı ile,
birbirini etkilemeyen iki akım bileşeni ile kontrol edilmesi sağlanmış olur. Bu yönteme ilişkin
blok şema Şekil 6.3'de verilmiştir.
isd
Lm
sτ r + 1
ψ rd
∏
p
Lm
L'r
Me
isq
Şekil 6.3 Stator d ve q ekseni akımları ile moment arasındaki ilişki
72
Denklem (6.13.1)’den akının sürekli rejimdeki değeri ile akım arasındaki ilişki aşağıdaki
gibi bulunabilir:
ψ rd = Lmisd
(6.13.2)
Bu denklem, denklem (6.1) ile birlikte göz önüne alındığında,
Vsq = Rs isq + σ Ls
disq
dt
+ ωs
Ls
ψ rd
Lm
(6.14)
elde edilir. Bu denklem sabit uyarmalı doğru akım makinasının endüvi denklemine
benzemektedir. Esq = ωs
Ls
Lmψ rd
olup ters EMK’ya karşı düşmektedir. Makinanın rotor
akısının d ekseni üzerinde olması durumunda d-q modeline ilişkin blok şema Şekil
6.3’deki gibi verilebilir.
vsq
L
ωs s ψ rd
Lm
1
σ Ls s + Rs
+
isq
-
Şekil 6.4 q ekseni gerilimi ve akımı arasındaki blok şeması
(6.7)'deki moment denkleminde yer alan Ψ r rotor akısı, isd ve isq ise is akımının rotor akısına
ve ona dik olan eksen üzerindeki bileşenleridir. Ψ r akısını oluşturan akım bileşeni isd doğru akım
makinasındaki if ye, isq ise ia ya benzemektedir. Akı isd ile sabit tutulurken, moment isq ile
doğrusal olarak değiştirilebilmektedir. Rotor döner alanı üzerinde tanımlı bu büyüklükler
artık doğru akım büyüklükleridir. Akımın, biri rotor akısı yönünde diğeri ise buna dik yönde
iki bileşene ayrılabilmesi için rotor akısının modül ve açısının elde edilmesi gerekmektedir.
73
Rotor akısı ölçülebilen bir büyüklük olmadığından ölçülebilen büyüklükler yardımı ile
oluşturulması gerekmektedir. Rotor akısının elde edilmesi ile akının sabit tutulmak istenen
modülü ve akımların dönüşümü için gerekli dönüşüm vektörlerinin oluşturulacağı açı elde
edilecektir. Rotor akısının elde edilmesinde doğrudan ve dolaylı olmak üzere iki yöntem söz
konusudur.
Daha öncede söz edildiği gibi, rotor akısı baz alınarak geliştirilen kontrol yöntemine rotor
akısından oryantasyonlu vektör kontrol adı verilir. Makina modelinin rotor akısından
oryantasyonlu basit bir modelinin elde edilmesinde temel unsur makina rotor akısının d
ekseni üzerinde tutulabilmesidir. Bunu sağlamak üzere, makinaya uygulanması gerekli giriş,
stator geriliminin genliği ve frekansıdır ve bu değerler hesaplanarak uygulanmalıdır.
Rotor akısından oryantasyonlu makina modelleri elde edilebildiği gibi stator akısından
oryantasyonlu veya hava aralığı akısından oryantasyonlu modeller ve bu modellere dayalı
kontrol sistemleri geliştirilebilir. Makinanın d-q eksen takımına dayalı bu kontrol yöntemleri
genel olarak vektör kontrol yöntemleri olarak da adlandırılır ve daha önceden de bahsedildiği
gibi iki ana kısma ayrılır:
- Doğrudan vektör kontrol yöntemi
- Dolaylı vektör kontrol yöntemi
Bu kontrol yöntemleri dışında doğrudan moment veya akı kontrol yöntemi de mevcuttur. Söz
konusu yöntemlerden doğrudan moment veya akı kontrol yöntemi stator akısından kaynaklanan
bir yöntemdir. Doğrudan ve dolaylı vektör kontrol yöntemleri ise genellikle rotor akısından
kaynaklı vektör kontrol yöntemleridir. Buna karşılık stator akısı veya hava aralığı akısından
kaynaklanan vektör kontrol yöntemleri de vardır. Burada doğrudan ve dolaylı vektör kontrol
yöntemlerinde sadece rotor akısından kaynaklanan vektör kontrol yöntemleri ele alınacaktır.
Rotor akısından oryantasyonlu vektör kontrolünde kontrol işlevinin gerçekleştirilmesi için rotor
akısının genlik ve fazının elde edilmesi gereklidir. Rotor akısının genliği kontrolde
geribesleme işareti olarak kullanılırken, fazı ise d-q dan a-b-c veya a-b-c den d-q yapılacak
74
dönüşümlerde, dönüşüm açısı olarak kullanılacaktır. Doğrudan veya dolaylı vektör kontrol
yöntemlerinin birbirinden farkı akının genlik ve fazının elde edilme şekline dayanmaktadır.
6.2 Doğrudan Vektör Kontrol Yöntemi
İlk uygulanan vektör kontrol yöntemi olup Siemens Erlangen Almanya araştırma
merkezinde çalışan F. Blaschke tarafından geliştirilmiştir. Blaschke' nin önerdiği doğrudan
vektör kontrol yönteminde rotor akısı, hava aralığı akısının sensörlerle ölçülmesiyle elde edilir.
Hava aralığı akı bileşenleri, makinanın fiziksel yapısı üzerinde yapılan özel bir düzenleme ile
statorda birbirine dik olarak yerleştirilmiş (α-β eksenlerinde) iki akı sensörü yardımıyla doğrudan
ölçülmektedir.
Rotor akısının genliği ve fazını oluşturabilmek için ölçülen akı bileşenleri
dışında, makinanın faz akımlarının (a-b-c eksen takımındaki büyüklükler) da ölçülmesi ve a-bc’ den α-β’ ya bir dönüşüm ile α-β eksenlerindeki bileşenlerinin elde edilmesi gereklidir.
Makinanın α-β eksenlerindeki akım bileşenleri stator a-b-c eksen takımındaki akım
bileşenlerinden elde edilmesine ilişkin olan dönüşüm (5.35)' tekine benzer olarak aşağıdaki gibi
verilmiştir.
⎡
1
⎢
i
⎡ sα ⎤
2
⎢
⎢i ⎥ =
3⎢
⎣ sβ ⎦
⎢⎣0
Hava aralığı
1
2
3
2
1 ⎤
⎡isa ⎤
2 ⎥⎢ ⎥
⎥ isb
3⎥⎢ ⎥
⎢⎣isc ⎥⎦
−
2 ⎥⎦
−
(6.15)
akı bileşenleri ψ mα ve ψ mβ , α-β eksenlerindeki akım bileşenleri isα ve isβ ve
makina parametreleri L'r , L'rσ ve Lm ' den hareketle Şekil 6.5'de görülen akı ve moment
hesaplayıcısının hesaplamış olduğu rotor akısının genlik ve fazı ile moment değeri aşağıdaki
gibi elde edilebilir:
ψ rα =
L'r
ψ mα − L'rσ isα
Lm
(6.16.1)
ψ rβ =
L'r
ψ mβ − L'rσ isβ
Lm
(6.16.2)
75
Rotor akısının (6.16.1) ve (6.16.2) denklemlerinde hesaplanan α-β eksen takımındaki
değerlerinden hareketle, rotor akısının genliği ve fazı aşağıdaki gibi hesaplanır. Rotor akısının
fazı, a-b-c’ den veya α-β 'dan d-q 'ya yapılan dönüşümlerde kullanılmak amacıyla
hesaplanmaktadır.
Ψ r = ψ r2α + ψ r2β = ψ rd
(6.17.1)
⎛ ψ rβ ⎞
⎟ = θs
ψ
⎝ rα ⎠
(6.17.2)
ϕΨ = tan −1 ⎜
Dönüşüm için kullanılan θ s yardımıyla ölçülen stator a-b-c faz akımlarından hareketle d-q eksen
takımındaki akımlar aşağıdaki gibi elde edilebilir.
⎡
⎢ cos θ s
⎡isd ⎤
2⎢
⎢ ⎥=
3⎢
⎣ isq ⎦
⎢ − sin θ s
⎣
2π ⎞
2π ⎞ ⎤
⎛
⎛
cos ⎜ θ s −
⎟ cos ⎜ θ s +
⎟ ⎡isa ⎤
3 ⎠
3 ⎠ ⎥⎢ ⎥
⎝
⎝
⎥ isb
⎥
2
2
π
π
⎛
⎞
⎛
⎞ ⎢ ⎥
sin
θ
− sin ⎜ θ s −
−
+
⎟
⎜ s
⎟ ⎥ ⎢i ⎥
3 ⎠
3 ⎠ ⎦ ⎣ sc ⎦
⎝
⎝
(6.18)
Rotor akısının genliği ve akımın q eksenindeki bileşeninden hareketle moment ifadesi de
aşağıdaki gibi yazılabilir.
Me = p
Lm
ψ rd isq
L'r
(6.19)
Hesaplanan bu akı ve moment büyüklükleri, Şekil 6.5'de ayrıntılı olarak verilmiştir. Şekil
6.6' da statora yerleştirilmiş Hall sondaları kullanılarak doğrudan vektör kontrolüne
ilişkin blok şema verilmiştir. Bu şekilde, hesaplanan rotor akı genliği ve moment,
referans akı ve moment değerleri ile karşılaştırılmış ve oluşan akı ve moment hataları PI
tipindeki akı ye moment kontrolörlerine uygulanmıştır. Kontrolörlerin ürettiği kontrol
işaretleri
makinanın
d-q
akım
bileşenlerinin
referans
büyüklükleri
olarak
kullanılmaktadır. Akı hesaplayıcısının ürettiği diğer bir büyüklük de dönüşüm açısıdır.
Bu dönüşüm açısı kullanılarak makinanın d-q bileşen akımları referans akımlarla
karşılaştırılmak üzere makinanın stator faz akımlarından türetilir. Böylece referans ve
76
gerçek d-q akım bileşenlerinin karşılaştırılmaları sonucunda oluşan akım hataları akım
kontrolörlerine uygulanmakta ve d-q eksen takımındaki referans stator gerilim bileşenleri
üretilmektedir. Bu gerilim bileşenleri de dönüşüm açısı kullanılarak PWM üreticisi için
gerekli
olan
a-b-c
eksen
takımındaki
referans
gerilim
büyüklüklerine
dönüştürülmektedir.
Şekil 6.7'de rotor akı vektörünün α-β ve d-q eksen takımlarının yer aldığı düzlemde
genlik ve dönüşüm açısını gösteren vektör diyagram verilmiştir.
Şekil 6.5 Statora yerleştirilmiş Hall sondalan kullanılarak hesaplanan rotor akı genliği
ve motor momenti.
Blaschke' nin önerdiği bu yöntem makinanın statorunda, akı sensörlerinin yerleştirilmesi
için özel bir yapı gerektirmesi nedeniyle uygulanması ancak özel yapılı bazı makinalarda
mümkündür. Bu nedenle kullanışlı bir yöntem değildir. Hava aralığı akısı statora yerleştirilmiş
ve akının doğrudan ölçülebildiği akı sensörleri yerine yine statorda birbirine dik iki eksen (α-β)
üzerine ölçme amacıyla yerleştirilirmiş özel sargılarda endüklenen gerilimlerden hareketle de elde
edilebilir. Sargılarda endüklenen gerilimlerin integralinin alınması ile hava aralığı akıları ψ mα
ve ψ mβ aşağıdaki gibi hesaplanır.
77
t
ψ mα = ∫ emα dt
0
t
ψ mβ = ∫ emβ dt
(6.20)
0
Hesaplanan hava aralığı akısından hareketle kontrol için gerekli rotor akısının genlik ve
fazı ile makina momenti hesaplanacaktır. Bu hesaplanmalar için akının doğrudan ölçüldüğü
Blaschke'nin yönteminde kullanılan (6.16) ve (6.19) denklemlerinden yararlanılacaktır. Bu
yönteme ilişkin akı ve moment hesaplayıcılarına ilişkin blok şema Şekil 6.8'de verilmiştir.
Özel yapılı sargılar kullanılarak akının elde edilmesine dayalı doğrudan kontrol yöntemi için
blok şema Şekil 6.9'da verilmiştir. Şekil 6.6'daki prensip şemasından olan farklılığı hava
aralığı akısının elde edilmesinde Hall sondaları (akı sensörleri) yerine sargıların yerleştirilmiş
olmasıdır.
Şekil 6.6 Statora yerleştirilmiş Hall sondaları kullanılarak ψ mα ve ψ mβ yardımıyla
doğrudan vektör kontrolü
78
Şekil 6.7 Rotor akısının α-β bileşenleri ve bunların d-q eksenlerine göre durumu
Şekil 6.8 Statora yerleştirilmiş özel yapılı sargılar kullanılarak gerçekleştirilen
akı ve moment hesaplama blokları
Bu yöntemde hava aralığı akısının ölçülebilmesi amacıyla statora yerleştirilmiş Hall
sondaları gibi sadece özel yapılı makinalarda uygulanabilir. Genel ve kolay kullanılabilir
olmaması nedeniyle de bu yöntem de çok yaygın değildir. Akı bileşenlerinin ölçülmesine
dayalı yöntemlerin anlatılan problemleri nedeni ile, pahalı ve makinanın fiziksel yapısına etki
etme sonucunu doğuran ölçme yerine daha kolay, ucuz ve fiziksel yapıya etki etmeden
79
ölçülebilen büyüklüklerden hareketle akı bileşenlerinin hesaplanmasına dayalı yöntemler
tercih edilmektedir.
Şekil 6.9 Statorda birbirine dik olarak yerleştirilmiş iki sargının kullanılması ile doğrudan vektör
kontrolü
Gözlemleyici yardımıyla stator faz akım ve gerilimleri ile makinanın hızı gibi ölçülebilen
büyüklükler kullanılarak akının genlik ve fazı ile makina momenti gibi ölçülemeyen
büyüklüklerin hesaplanması mümkündür.
80
6.3 Gözlemleyici Kullanan Doğrudan Vektör Kontrol Yöntemleri
Bu yöntemlerde daha öncede söylendiği gibi, ölçülen büyüklüklerden hareketle elde edilen
büyüklüklere makinanın açısal hızını yada konumunu eklemek mümkün olur. Sensörsüz
(sensorless) adı verilen ve makinanın hız veya konumu, ölçülen stator faz akım ve
gerilimlerinden
hareketle
hesaplanabilir.
Makinanın
matematiksel
modeline
dayanan
gözlemleyici tasarımı, bu modelin lineer olmayan yapıda olması ve aynı zamanda da
parametrelerin özellikle de rotor devresi endüktans ve direncinin değişmesi nedeni ile oldukça
zordur. Bu soruna çözüm getirmek üzere değişik tür ve yapıda gözlemleyiciler tasarlanmaktadır.
Kontrol teorisindeki gelişmelerden yararlanılarak oluşturulan gözlemleyicilerle kontrol sisteminin
başarımı arttırılmaktadır. Burada çeşitli gözlemleyici modelleri arasından basit bir gözlemleyici
örneği ele alınacaktır. Özellikle rotor devresi parametrelerinin değişiminin ihmal edildiği bu
gözlemleyici modeli aşağıda verilmiştir. Bu modelde hesaplanan büyüklükler '^' ile
sembolize edilmiştir. Gözlemleyicide ölçülen büyüklükler motor akım ve gerilimleri
hesaplanan büyüklükler ise motor akımları, rotor akıları olacaktır. Doğrudan vektör kontrolü için
gerekli olan rotor akı genliği, dönüşüm açısı ve moment büyüklükleri ise, rotor akı
bileşenlerinden ve motor akımlarından hesaplanacaktır. Bütün bu işlemler için makinanın α-β
modelinden hareket edilecektir. Makinanın α-β modeli durum denklemleri biçiminde
düzenlenirse aşağıdaki ifadeler elde edilir.
⎡ RE
⎢−
⎢ σ Ls
⎡ isα ⎤ ⎢
⎢
⎥ ⎢ 0
d ⎢ isβ ⎥ ⎢
=
dt ⎢ψ rα ⎥ ⎢ Lm Rr'
⎢
⎥ ⎢ '
⎢⎣ψ r β ⎥⎦ ⎢ Lr
⎢
⎡i⎤
⎢ 0
⎢ x⎥
⎣ ⎦
⎢⎣
0
−
RE
σ Ls
0
Lm Rr'
L'r
Lm Rr'
σ Ls L'r 2
− pω
−
Lm
σ Ls L'r
Rr'
L'r
pω
Lm ⎤
σ Ls L'r ⎥⎥
⎡ 1
⎤
0 ⎥
⎢
'
⎥
⎡ isα ⎤ σ Ls
Lm Rr
⎢
⎥
⎥
σ Ls L'r 2 ⎥ ⎢⎢ isβ ⎥⎥ ⎢
1 ⎥ ⎡ vsα ⎤
0
⎥ ⎢ψ ⎥ + ⎢
σ Ls ⎥⎥ ⎢⎣vsβ ⎥⎦
rα
⎢
− pω ⎥ ⎢
⎥
0 ⎥ [u ]
⎥ ⎣⎢ψ r β ⎥⎦ ⎢ 0
⎢
⎥
⎥ [ x]
'
0 ⎦
⎣ 0
Rr ⎥
− '
[B]
Lr ⎥⎦
pω
⎡ isα ⎤
⎢
⎥
i
⎡ sα ⎤ ⎡1 0 0 0 ⎤ ⎢ isβ ⎥
=
⎢i ⎥ ⎢
⎥
⎣ sβ ⎦ ⎣ 0 1 0 0 ⎦ ⎢ψ rα ⎥
⎢
⎥
[ y]
[C ]
⎢⎣ψ r β ⎥⎦
[ x]
[ A]
(6.21)
81
Burada;
A : Sistem matrisi
x : Durum vektörü
B : Giriş matrisi
u : Giriş vektörü
C : Çıkış matrisi
y : Çıkış vektörü
olmaktadır. Tüm bu tanımlar ışığında makinanın çıkışı, makinanın ölçülen büyüklükleri olan
stator akımlarının α-β bileşenleridir. Gözlemleyici de bu ölçülen büyüklükler, makinanın (6.21)'de
verilen durum denklemleri modeli ve makinanın giriş vektörleri ile, hesaplanması istenen rotor
akısı α-β bileşenleridir. Gözlemleyici ve makina modeli aynıdır. Dolayısıyla makinanın
durumları ile gözlemleyicinin durumları, makinanın çıkışları ile gözlemleyicinin çıkışları
aynı büyüklüklerden oluşmaktadır. Gözlemleyicinin bir hesaplama elemanı, makinanın ise
gerçek bir sistem olduğu unutulmamalıdır. Bu hesaplayıcı çoğunlukla mikroişlemci temelli bir
mikrokontrolör veya dijital işaret işleyeci (DSP) tarafından ve gerçek zamanda hesaplama
yapacaktır. Bu nedenle hızlı çalışan ve yüksek doğrulukla hesaplama yapabilen bir
mikrokontrolör veya DSP'ye ihtiyaç vardır. Makina parametrelerinin (indirgenmiş rotor direnç
ve endüktansı, stator direnç ve endüktansı, faydalı akıyı oluşturan endüktans) makinadan akan
akımların genlik ve frekanslarına çok bağlı olması ve bu nedenle çok değişmeleri gözlemleyici ve
makina modeli her ne kadar eşit gibi görünseler bile, A ve B deki bu parametre değişimleri iki
modelin farklı sonuçlar oluşturmasına neden olacaktır. Bu nedenle gözlemleyiciye eklenecek ve
her iki modeldeki oluşacak hataları giderecek terimler bir ölçüde yararlı olsa bile yine de
problemin çözümünü tümüyle sağlayamamaktadır. Bu durum hesaplanan büyüklüklerin bu
parametre değişimlerinden etkilenmeleri bu büyüklükleri geribesleme olarak kullanan vektör
kontrol yöntemlerinin de başarımını etkilemektedir. Bu yüzden gözlemleyicide karşılaşılan bu
problem çözümü için ya parametre değişimlerinden etkilenmeyen kayan kipli gözlemleyici
(sliding mode observer) gibi dayanıklı gözlemleyici (robust observer) yapıları, veya bu parametre
değişimlerini
gözönüne
alan
adaptif
sistemler
ve
bunlara
dayalı
gözlemleyiciler
kullanılmaktadır. Burada ilk olarak basit yapısı nedeni ile gözlemleyici hatasından çalışan
Luenberger gözlemleyicisi adı verilen bir gözlemleyici ele alınacaktır.
82
6.3.1 Luenberger gözlemleyicisi
Burada basit bir gözlemleyici yapısı olması ve lineer sistemlerde gerçekleştirilmesi kolay olduğu
için bu gözlemleyici yapısı ele alınmıştır. Tasarlanacak gözlemleyici makina modeline benzer
şekilde oluşturulacaktır. Gözlemleme hatası adı verilen ve gözlemleyici çıkışı ile
makinanın ölçülen büyükleri arasındaki fark aşağıdaki gibi verilmiştir.
∧
⎡
⎤
∧
i
i
−
⎡ e1 ⎤
s
s
α
α⎥
⎢
e=⎢ ⎥= y− y =
∧ ⎥
⎢
⎣e2 ⎦
⎢⎣isα − isβ ⎥⎦
(6.22)
Gözlemleyici hatası, değerleri önceden hesaplanan kazançlarla çarpılarak gözlemleyici modeline
eklenir. Gözlemleyici kazançları adı verilen katsayı matrisi aşağıdaki gibi verilebilir.
⎡ L11
⎢L
L = ⎢ 21
⎢ L31
⎢
⎣ L41
L12 ⎤
L22 ⎥⎥
L32 ⎥
⎥
L42 ⎦
(6.23)
Durumların üzerinde "^" sembolü ile gösterilen büyüklükler gözlemlenen büyüklükler olmak
üzere, gözlemleyici modeli aşağıdaki gibi verilebilir.
⎡ RE
⎢−
∧
⎡
⎤ ⎢ σ Ls
i
⎢ sα ⎥ ⎢
⎢ ∧ ⎥ ⎢ 0
d ⎢ isβ ⎥ ⎢
=
dt ⎢ψ∧ ⎥ ⎢ Lm Rr'
⎢ rα ⎥ ⎢ '
⎢ ∧ ⎥ ⎢ Lr
⎢⎣ψ r β ⎥⎦ ⎢
⎢ 0
⎡ ∧i ⎤
⎢⎣
⎢x⎥
⎢ ⎥
⎣⎢ ⎦⎥
0
−
RE
σ Ls
0
Lm Rr'
L'r
Lm Rr'
σ Ls L'r 2
− pω
−
Lm
σ Ls L'r
Rr'
L'r
pω
Lm ⎤
σ Ls L'r ⎥⎥ ⎡ ∧ ⎤ ⎡ 1
⎤
0 ⎥
isα ⎥ ⎢
'
⎢
⎥
σL
Lm Rr
⎡ L11 L12 ⎤
∧ ⎥
⎢ s
⎥
' 2 ⎥⎢
σ Ls Lr ⎥ ⎢ isβ ⎥ ⎢
1 ⎥ ⎡ vsα ⎤ ⎢⎢ L21 L22 ⎥⎥ ⎡ e1 ⎤
0
+
+
⎥⎢ ∧ ⎥ ⎢
σ
Ls ⎥ ⎣⎢vsβ ⎦⎥ ⎢ L31 L32 ⎥ ⎢⎣e2 ⎥⎦
⎥
− pω ⎥ ⎢ψ rα ⎥ ⎢
⎢
⎥
0 ⎥ [u ]
⎥⎢ ∧ ⎥ ⎢ 0
⎣ L41 L42 ⎦ [e]
⎥
⎥ ⎢ψ ⎥ ⎢
0 ⎦
[ L]
Rr' ⎥ ⎣ r β ⎦ ⎣ 0
− '
∧
⎡ ⎤
[ B]
Lr ⎥⎦ ⎢⎣ x ⎥⎦
pω
[ A]
(6.24)
83
⎡ ∧ ⎤
⎢ isα ⎥
∧
⎢ ∧ ⎥
⎡ ⎤
i
1
0
0
0
⎡
⎤
⎢ isβ ⎥
⎢ sα ⎥ =
⎢
⎥
∧
⎢ ⎥ ⎣0 1 0 0⎦ ⎢ ∧ ⎥
⎢ψ rα ⎥
⎢⎣isβ ⎦⎥
[C ]
⎢ ∧ ⎥
⎡∧⎤
⎢ y⎥
⎢⎣ψ r β ⎥⎦
⎣ ⎦
⎡∧ ⎤
⎢x⎥
⎣ ⎦
Bu şekilde elde edilen gözlemlenen yada hesaplanan rotor akı bileşenlerinden hareketle
akının genliği ve dönüşümde kullanılacak olan akının fazı aşağıdaki gibi hesaplanabilir.
∧
∧2
∧2
∧
Ψ r = ψ rα + ψ r β = ψ rd
∧
;
⎛ ∧
ψ
θ s = tan −1 ⎜ ∧r β
⎜⎜
⎝ ψ rα
∧
⎞
⎟
⎟⎟
⎠
i
∧
ωs = θ s
(6.25)
(6.26)
Dönüşüm açısı kullanılarak a-b-c faz akımlarından d-q eksen takımındaki akım bileşenleri ve
akının genliği kullanılarak moment ifadesi aşağıdaki gibi hesaplanabilir.
∧
Me = P
Lm ∧
ψ rd isq
L'r
(6.27)
Gözlemleyicinin oluşturulmasında makinanın model ve parametrelerinden yararlanılmıştır. Bu
hesaplamada kullanılan parametrelerden özellikle rotor devresi endüktansı ve direnci, rotor
frekansı ve bununla bağlantılı olarak doyma ve deri olayı (skin effect) nedeniyle çok
değişmektedir. Doğal olarak bu parametrelerin kullanıldığı modelden elde edilen gözlemleyici
çıkışları, yani rotor akısı genlik ve fazı ile moment değerleri doğru olmayacaktır. Ayrıca yine
stator direncinin sıcaklıkla değişimi de hesaplama hatalarına neden olacaktır. Bu durumda
tutulacak yol ya parametre değişimlerinin göz önüne alındığı adaptif yöntemlere baş vurmak
yada parametre değişimlerine duyarsız olan dayanıklı bir gözlemleyicinin oluşturulmasıdır. Bu
konuda çok çalışma yapılmış olup günümüzde halen araştırmalar sürdürülmektedir. Gözlenen ve
hesaplanan büyüklüklerin ele alındığı ayrıntılı blok şema Şekil 6.10'da verilmiştir.
84
Şekil 6.10 Akı-Moment gözlemleyicisi (hesaplayıcısı)
Makinanın rotor akı vektörünün genlik ve fazı değerleri ile moment değeri, gözlemleyici ile
elde edildikten sonra bu büyüklüklerin kullanıldığı doğrudan vektör kontrolünün baz alındığı hız
kontrol sistemleri bundan sonraki kısımda ele alınacaktır. Bu amaçla ilk olarak yukarıda
bahsedilen akı-moment gözlemleyicisinin yer aldığı, akım kontrollü gerilim aradevreli eviriciden
beslenen asenkron makinanın yer aldığı doğrudan vektör kontrolüne sistemine örnek olarak bir
blok şema, Şekil 6.11 'de verilmiştir.
85
Şekil 6.11 Akım kontrollü gerilim ara devreli doğrudan vektör kontrol sistemi blok şeması
Yine doğrudan vektör kontrol yöntemine yönelik olarak, Şekil 6.12'de yer alan devrede ise PWM
darbelerinin bir sinüs-üçgen karşılaştırıcı kullanılarak üretilmesi gösterilmiştir. Bu
yöntemde yine Şekil 6.11'deki şemada yer alan devrede olduğu gibi akı ve moment hatalarının
akı ve moment kontrolörlerinde işlenmesi sonucunda d-q eksen takımındaki referans akım
bileşenleri elde edilmiştir. Bundan sonraki kısım Şekil 6.11'de yer alan akım kontrollü
frekans çeviriciyle beslenen asenkron makina için üretilen PWM işaretlerinin değişik bir
biçimde üretilmesiyle farklılık gösterir. Şekil 6.12'de elde edilen d-q eksen takımındaki
akım referans değerleri ile makinanın gerçek faz akımlarından dönüştürülmüş d-q akım
bileşenleri farklarının akım kontrolörlerinde işlenmesi sonucunda makinanın d-q eksen
takımındaki referans gerilim bileşenleri oluşturulmuştur. Bu bileşenlerin a-b-c eksen
takımındaki bileşenlere dönüştürülmesi sonucunda PWM üretiminde kullanılan sinüs-üçgen
karşılaştırılması için gerekli olan sinüzoidal işaretler her bir faz için ayrı ayrı ve birbirinden 120
derecelik faz farkları ile üretilip bir üçgen dalga biçimi ile karşılaştırılarak PWM işaretleri
elde edilir.
86
Şekil 6.12 Sinüs-üçgen karşılaştırmalı doğrudan vektör kontrol sistemi blok şeması
6.4 Dolaylı Vektör Kontrol Yöntemi
Bu tür kontrol yönteminin en yaygın olanı, rotor akısından yararlanılarak geliştirilen yöntemdir.
Bu amaçla rotor akı vektörünün genliğinin ve a-b-c ile d-q arasındaki dönüşümleri sağlayacak
olan fazının üretilmesine gerek vardır. Bu yöntemde verilen bir ψ rdref , akı referans değerine karşılık
(6.13.1) denkleminden isdref , d-ekseni referans akım değeri elde edilir. Söz konusu ilişki Şekil
6.13'de verilmiştir.
ψ rdref
isdref
sτ r + 1
Lm
Şekil 6.13 d-ekseni rotor akı referansı ile d-ekseni stator akım referansı ilişkisi
Makinanın moment referans değeri ise (6.11) ve (6.12) denklemlerinden hareketle makinanın
moment ve rotor akımlarının açısal hızı arasındaki ilişki aşağıdaki gibi verilebilir.
Me = p
ψ rd2
Rr'
ωr
(6.28)
87
Makinanın rotor akısının referans değeri verildiğine göre moment ifadesinde rotor akısı yerine
ψ rd = ψ rdref ifadesi ile referans değeri alınır ve ωr = ωs − pω tanımı kullanıldığında moment
ifadesi ile makinanın hızı arasında aşağıdaki ifade yazılabilir.
Me
Bu ifadede
(ψ )
K=p
ref
rd
Rr'
(ψ )
=p
ref
rd
Rr'
2
(ωs − pω ) = K (ωs − pω )
(6.29)
2
dir. (6.29) denklemi kullanılarak momentin referans değeri hız
hatasından elde edilebilir. Hız hatasının sadece bir kazanç ile çarpılması momentin referans
değerini elde etmek için yeterliymiş gibi görünse de makinanın yüklenmesi nedeniyle oluşacak
sabit hız hatasını
( e = (ω
ω
ref
−ω)
)
kompanze edebilmek amacıyla kazanç terimine ilave
olarak hız hatasının integralinin alındığı bir terim daha gerekli olur. Oran+İntegral özelliğine sahip
olan PI tipi bir kontrolörün kullanılması ve bu kontrolöre hız hatasının uygulanması sonunda
kontrolörün çıkışı vektör kontrolü oluşturmak için gerekli olan moment referans değerini
üretir.
M eref = K p (ωref − ω ) + K I ∫ (ωref − ω ) dt
(6.30)
Bu elde edilen moment referans değerinden hareketle de isqref aşağıdaki gibi hesaplanır:
ref
sq
i
L'r 1
=
M eref
ref
pLm ψ rd
(6.31)
Diğer kontrol girişi olan ve dönüşüm için kullanılan θ s açısı, rotor akımlarının açısal hızı ωr
ve makinanın açısal hızı ω yardımıyla elde edilebilir. Bu amaçla, öncelikle akım ve akı
referanslarından hareketle rotor akımlarının açısal hızı (6.32) denkleminden elde edilir. (6.11)
denkleminden stator akımı ve rotor akısı referans değerleri olarak yerine konursa aşağıdaki rotor
akımlarının açısal hızı elde edilir.
ωr =
ref
Lm isq
τ r ψ rdref
(6.32)
88
Motor milinin açısal hızı ise mile bağlı takogeneratör yardımıyla ölçülüp (6.33) denkleminde
görüldüğü gibi elektriksel büyüklüğe dönüştürmek üzere p, kutup çifti sayısı ile çarpılarak,
rotor akımlarının açısal hızı ile toplanır.
ωs = ωr + pω
(6.33)
Bu şekilde elde edilen ωs senkron açısal hız entegre edilerek θs dönüşüm açısı elde edilir.
θ s = ∫ ωs dt
(6.34)
Şekil 6.14’de dolaylı vektör kontrol sistemine ait blok şema görülmektedir.
Şekil 6.14 Dolaylı vektör kontrol sistemi blok şeması
Dolaylı vektör kontrol yönteminde elde edilen d-q referans akım bileşenleri ve dönüşüm
açısından hareketle, doğrudan vektör kontrol yönteminde olduğu gibi sinüs-üçgen
karşılaştırılması ve histeresizli akım kontrol yöntemi ile PWM işaretleri üretilmektedir. Histeresiz
akım kontrollü PWM üretilmesine dayalı dolaylı vektör kontrol sistemi ise Şekil 6.15'de, sinüsüçgen karşılaştırılması ile PWM üretilmesine dayalı dolaylı vektör kontrol sistemi Şekil 6.16'da
verilmiştir.
89
Şekil 6.15 Akım kontrollü gerilim ara devreli dolaylı vektör kontrol sistemi blok şeması
Bu yöntem vektör kontrol yöntemleri arasında uygulama açısından oldukça basit görülmekle
birlikte bazı dezavantajlar içermektedir. Bunlardan en önemlisi üretilen referans işaretlerin
makina parametrelerine, özellikle de rotor devresi zaman sabiti olan τ r = L'r Rr' ’ye bağlı
olmasıdır. Rotor frekansı, rotor zaman sabiti ifadesinde yer alan direnç ve endüktans üzerinde
oldukça etkindir. Bu frekansın artmasıyla rotor direnci deri olayı (skin effect) nedeniyle
artarken, rotor endüktansı azalır. Bu değişime neden olan rotor frekansı hem stator frekansından,
hem de makinanın miline bağlı olan yükten etkilenerek değişir.
Şekil 6.16 Sinüs-üçgen karşılaştırmalı dolaylı vektör kontrol sistemi blok şeması
Sorunların bir diğer kaynağı da θs’nin elde edilmesi için kullanılan integral alma işlemidir.
Özellikle düşük hızlarda bu işlemin uzun sürmesi problem oluşturabilir. Diğer bir sorun da hız
veya konumunun mutlaka ölçülmesi gerekliliğidir ve sensörsüz kullanıma uygun değildir.
90
BÖLÜM 7
7. GERÇEKLEŞTİRİLEN SİSTEMİN ÇALIŞMA PRENSİBİ
7.1. Asansör Emniyet Devreleri
Asansör kumanda sistemi, asansör motorunu enerjilendirmeden önce bir dizi emniyet bilgisinden
emin olmak zorundadır. Kumanda sistemi ancak kapının kesinlikle kapalı ve kilitli olduğundan
emin olduktan sonra kabinin hareketine izin verir. Asansörün hareketinin başlayabilmesi için
emniyet zincirini oluşturan 3 halka, stop, fiş ve kilit düzeneği seri kapalı bir elektrik devresini
oluşturması gerekir. Bu emniyet halkalarından birinin kırılması (açık devre olması) bile hareketi
engellemenin yanında hareket başlamış olsa bile sonlanması için yeterlidir.
Bir emniyet devresi Şekil 7.1’den de görüldüğü gibi “stop” düzeneği ile başlar ve fiş ile devam
edip kilit devresi ile sona erer. Ancak bu şekilden stop, fiş ve kilit devrelerinin sadece birer tane
kontağı olduğu anlaşılmamalıdır. Sadece anlatımda kolaylık için bir adet kontak çizilmiştir.
Gerçekte birden fazla stop kontağı (revizyon anahtarı, regülatör, kurtarma kapağı vb. kontaklar),
fiş kontağı (her kat kapısında bir adet kontak) ve kilit kontağı (her kat kapısını kilitleyen
mekanizma üzerinde bir kontak) vardır ve bunlar birbirlerine seri olarak bağlıdır. Yani diğer
güvenlik kontakları, bu üç kontak grubunun bir alt kümesidir ve bu üç kontak grubunun
içerisinde mutlaka dâhil edilmeleri gereklidir. Bu güvenlik zinciri asansörün en temel ve
vazgeçilmez öğesidir.
Şekil 7.1 Emniyet devresinin dizilişini gösterir diyagram
91
7.1.1 Stop kontakları
Bir asansör için stop devresi acil bir durumdur. Kabin hızının artması veya kabinin kuyuda izin
verilen seyir bölgesinin dışarısına çıkması gibi acil durumlarda kabin hemen durdurulur. Yeni bir
harekete başlamasına da asla izin verilmez. Stop devresi en öncelikli kırılmayı oluşturur.
7.1.2 Fiş kontakları
Asansör kapısının açık olduğu anlamını taşır. Tüm asansör kapılarını seri halde dolaşıp gelen bir
emniyet düzeneğidir. Fiş emniyet düzeneğinin kırılması herhangi bir kat kapısının (hangi kat
olduğu ayrımı yapılmadan) açık olduğu anlamına gelir ki bu da asansör hareketinin
sonlandırılmasına veya hiç başlamaması için yeterli bir nedendir.
7.1.3 Kilit kontakları
Hareket öncesi son emniyet halkası olup asansör kabin kapısının kilitlendiği anlamını taşır. Kilit
emniyet düzeneği kırılmış ise asansör hareketi sonlandırır veya hiç harekete başlanmaz.
7.2 Asansörlerde Kullanılan Bi-stable Manyetik Şalterler
Asansör kumanda panosu kabin hakkındaki bazı bilgileri bi-stable manyetik sensörlerden alır. Bu
sensörlere mıknatısın N kutbunu gösterdiğiniz zaman açık devre, S kutbunu gösterdiğimiz zaman
kapalı devre olur. Bu sebepten bi-stable şalter adını almışlardır. Bu sensörler kabin üzerine monte
edilir ve asansör rayının uygun yerlerine mıknatıslar yerleştirilir. Asansörün hangi katta olduğunu
anlamak için M0,M1,M2,M3 manyetik şalterleri, kat hizasında olup olmadığını anlamak için JF
hassas durdurucu manyetik şalter ve asansörün müsaade edilen seyir alanı içerisinde olup
olmadığını anlamak için alt ve üst sınır kesici manyetik şalter kullanılır. Bu sensörlerden gelen
bilgiler yardımıyla kumanda panosu kabini gelen çağrılara göre aşağı veya yukarı yönde hızlı
veya yavaş olarak hareket ettirir, kapıyı açar veya kapatır.
92
7.3 Devrenin Blok Diyagramı
Acil kurtarma sisteminin devreye girebilmesi için öncelikle şebeke enerjisinde bir hata olduğu
(bir fazın, iki fazın veya üç fazın yokluğu) belirlenmelidir. Şebeke enerjisindeki hatanın
belirlenmesi ile beraber belirli bir süre geriye doğru saymaya başlar. Bu süre henüz dolmadan
enerji hatası ortadan kalkarsa acil kurtarma sistemi tekrar bekleme konumuna geçer. Bu bekleme
süresi aslında jeneratör bulunan binalarda, jeneratörün devreye girmesi için konulmuş bir
gecikmedir. Belirlenen süre sonunda hala şebeke enerjisindeki arıza devam ediyorsa acil
kurtarma sistemi asansör kumanda panosunu devre dışı bırakır. Transfer rölelerini çektirerek
emniyet devrelerini üzerine alır. Öncelikle asansörün kat arasında olup olmadığını kontrol eder.
Eğer asansör tam olarak kat hizasında ise kapıyı açmaya başlar. Eğer asansör iki kat arasında ise
emniyet devrelerini kontrol eder. Emniyet devrelerinin tamamı kapalı devre ise motor rölesini
çektirir ve 3-faz motor sinyallerini motora uygular ve motorun ne kadar akım çektiğini gözler.
Eğer motor hiç akım çekmiyorsa motora giden bağlantıda bir hata olabilir. Bu sebepten freni hiç
çektirmez ve hata verip kurtarma modundan çıkıp bekleme moduna geçer. Eğer motor belirli bir
seviyenin üzerinde akım çekiyorsa freni çektirebilmek için 2.inverteri çalıştırıp 190VDC elde
eder ve freni çektirir. Sistemin blok diyagramı Şekil 7.2’de gösterildiği gibidir.
Şekil 7.2 Geliştirilen devrenin blok diyagramı
93
Motor akımı mikrokontrolör tarafından sürekli gözlenir. Eğer mikroişlemci, motorun akım
geribeslemesi üzerinden gelen bilgiler yardımıyla motorun dönmediği kanaatine varırsa, freni
bıraktırır, motora uygulanan sinyalleri durdurur. Ardından ilk yöne göre ters yönde bir döner alan
oluşturacak şekilde bir sinyali motora uygular. Böylece motor ilk yöne göre zıt yönde dönmek
ister. Yani acil kurtarma sistemi asansörü yukarı doğru çekmeyi dener. Eğer ağırlık
dengesizliğinden dolayı asansörü yukarı doğru çekemezse, asansörü aşağı doğru hareket ettirmeyi
dener. Burada amaç asansör içerisinde mahzur kalan insanları kurtarmaktır. Eğer her iki yönde de
motoru hareket ettiremezse, hata verip kurtarma modundan çıkar.
Asansör kata kadar getirildikten sonra motor rölesi bırakır ve kapı rölesi çeker. Bundan sonra acil
kurtarma sistemi, asansörün otomatik kapısına enerji vererek kapının açılmasını sağlar. Bu süreç
boyunca sistem sürekli olarak emniyet devresini gözler. Herhangi bir şekilde, herhangi bir
sebeple güvenlik zincirinde bir kırılma olursa, kurtarma işlemi derhal sonlandırılır. Herhangi bir
şekilde mikroişlemcinin yanlış karar verip yanlış işlemler yapmasını önlemek amacıyla motor ve
kapı röleleri güvenlik zincirinin sonundan (kilit kontaklarının dönüşünden) çektirilmiştir. Böylece
sistemin güvenirliği en üst noktaya çıkarılmıştır.
7.4 Elektriksel Yalıtım
Acil kurtarma sistemin kullanılmadığı asansör kumanda sistemlerinde, ana kumanda panosundan
çıkan emniyet devresi bağlantıları doğrudan kuyuya gitmektedir. Ancak acil kurtarma sistemi
bağlandığı zaman emniyet bağlantıları acil kurtarma sistemi üzerinden kuyuya gitmelidir.
Acil kurtarma sistemi üzerinde bulunan emniyet devresi transfer rölelerinin enerjisizken
durumları görülmektedir. Şebeke enerjisi varken bu rölelerin tümü enerjisiz durumdadır. Bu
durumda ana kumanda panosundan çıkan emniyet devresi bağlantıları acil kurtarma sistemi
üzerindeki transfer rölelerinin kapalı kontakları üzerinden dolaşıp kuyuya gitmektedir. Yani bu
durumda ana kumanda panosu ile acil kurtarma sistemi arasında emniyet devreleri üzerinden
herhangi bir bağlantı söz konusu değildir. Dolayısıyla her iki sistem birbiriyle izole edilmiştir. Bu
durum Şekil 7.3’de görülmektedir.
94
RS
Stop
Kilit
Jf
Fiş
KURTARICI
ANA KUMANDA PANOSU
Stop kontakları
Fiş kontakları
RE1
101K
101
RE1
RE2
RE2
142K
142K
142
142
140K
140
130K
130
120K
120
142
142
140
130
120
Kilit dönüş
Kilit gidiş
Fiş dönüş
Fiş gidiş
Stop dönüş
Stop gidiş
101
JF
JF
Kilit kontakları
JF hassas
durdurucu şalter
KUYU
Şekil 7.3 Acil kurtarma sistemi üzerinde bulunan transfer rölelerini gösteren şema.
Kurtarma moduna geçildiği zaman transfer röleleri çektirilir ve sistem emniyet devresini ana
kumanda panosundan ayırıp kendi üzerine bağlar. Emniyet devresinin başlangıcına akü gerilimini
uygular. Ardından kuyudan dönen sinyallere (stop, fiş, kilit ve jf sinyallerine) bakar. Bu durumda
yine ana kumanda panosu ile acil kurtarma sistemi arasında herhangi bir elektriksel bağlantı
yoktur. Böylece tam izolasyon sağlanmış olur.
95
Ayrıca şebeke enerjisinde bir kesilme veya hata olduğunu anlamak amacıyla acil kurtarma
sistemine
R,S,T
ve
Mp
bağlantıları
gerçekleştirilecek
şekilde
girişler
konulmuştur.
Mikrokontrolör, optokuplörler üzerinden şebeke enerjisindeki hataları gözlemektedir. Bir hata
olduğunu anladığı zaman kurtarma sürecini başlatmaktadır. Optokuplörler ile gerçekleştirilen
devre Şekil 7.4’de görülmektedir.
TLP521
TLP521
TLP521
Şekil 7.4 380V şebeke gerilimini optik izolatörler üzerinden okunması
Fazlara bağlı her bir optokuplörün çıkışı şekil 7.5’de görüldüğü üzere 5 Volt genlikli kare
dalgadır.
V
Opto giriş
sinyali
t
V
Opto çıkış
sinyali
t
Şekil 7.5 Tek faza ait opto kuplör giriş ve kolektör (çıkış) sinyali
Bu sinyaller her bir fazdan ayrı ayrı elde edildiği için her optokuplörden çıkan sinyaller arasında
da Şekil 7.6’da görüldüğü gibi 1200 faz farkı olacaktır. Her optokuplörün çıkışı aynı Rc kolektör
direncine bağlı olduğundan her üç fazın olması durumunda çıkış geriliminin lojik 0 olacağı
açıktır. Fazlardan herhangi biri veya ikisinin eksik olması durumunda ise çıkış gerilimi lojik 0 ile
lojik 1 arasında salınım yapan bir kare dalgaya dönüşür.
96
Şekil 7.6 Her bir optokuplör çıkışındaki sinyali gösterir diagram
7.5 Besleme Kaynağı
Acil kurtarma sistemi kendi ve çevresel birimleri için 5, 12, 48, 65 ve 190 Voltluk gerilime
ihtiyaç duyar. Besleme kaynağının ısıl kararlılığı, gürültülere karşı dayanıklılığı gibi parametreler
tüm elektronik devreye etki edeceğinden bu blok çok önemlidir. 5V mikrokontrolör, 12V da
mosfet sürücü entegreleri için gereklidir. Gerçekleştirilen besleme devresi Şekil 7.7’de
Şekil 7.7 Besleme devresi
16V 47uF
16V 47uF
1N5819
3,6V
NiCd Pil
1N4007
10k
10k
TL431
5 adet 12V/7Ah Akü
10k
gösterilmiştir.
97
Akü gerilimi, bir güç transistorü (BDX53) ve bir ayarlanabilir zener ile sabit 12V’luk DC
gerilime indirgenmiştir. Ayarlanabilir zener olan TL431 çıkıştan bir geri besleme alarak
çalışmakta olduğundan besleme katı kapalı çevrim olarak kontrol edilmektedir. Dolayısı ile ısıl
kararlılık ve yüklenmeye ait çıkış gerilimindeki dalgalanma çok azdır. Elde edilen 12 voltluk
gerilim 7805 üzerinden 2 diyotla ikiye ayrılmış ve elde edilen 5V ile mikrokontrolör ile diğer
çevresel elemanlar ayrı ayrı beslenmiştir. Enerji kesildiğinde çevresel elemanlar enerjisiz
kalmasına rağmen mikrokontrolör 3,6V pil üzerinden çalışmaya devam etmekte ve hafızasındaki
bilgileri kaybetmemektedir.
7.6 Akü Şarj Devresi
Akü grubu 5 adet 12V, 7Ah’lik aküden oluşmaktadır. Kuru tip tabir edilen bu akülerin düşük
akımda uzun süreli şarj edilmeleri gerekmektedir. Akülerin kataloglarından ortalama iki saatlik
bir şarj periyodu için şarj akımının 300mA olması gerektiği öğrenilmiştir. Şekil 7.8’de şarj
5 adet 12V/7Ah Akü
10k
10k
10k
10k
1N4007
1N4007
10k
1N4007
1N4007
devresi görülmektedir.
Şekil 7.8 Akü şarj devresi
Mikrokotrolör akü üzerindeki gerilimi sürekli olarak ölçer. Akü şarj olduğunda kontrol ucundan
akü şarj ünitesini kapatabilmektedir. Sistemin akü gerilimine bağlı olarak şarj etme akımı Şekil
7.9’da gösterildiği gibidir.
98
Şekil 7.9 Şarj devresinin akü gerilimine karşı şarj akımını gösteren diyagram
Tam akü gerilimi 14,4x5=72V’ tur. Akü gerilimi düştükçe şarj akımı artmaktadır. Ancak yaklaşık
48V’dan daha az olan akü gerilimleri için de şarj akımı azalarak sıfır gerilimde sıfır akım
değerini almaktadır. Özellikle besleme ve şarj ünitelerinin korunmasında foldback yapı önemli
bir yer teşkil eder.
7.7 190V DC Gerilimin Elde Edilmesi
Asansör tahrik sistemleri normal şartlarda tahrik sistemini bloke eden bir elektromekanik fren
sistemi ile donatılmışlardır. Asansör hareket ettirilmek istendiği zaman fren sistemi açılır ve
motora enerji verilerek hareket ettirilir. Hareketin bitimi ile beraber hem motorun enerjisi kesilir
hem de elektromekanik düzenek freni bırakır ve motor normal olarak durmanın yerine balatalı bir
frenleme sistemi ile durdurulmuş olur. Genel olarak yurtiçi ve yurtdışı asansör motoru üreten
firmaların çoğu fren sistemlerini 190VDC’de çalışacak şekilde tasarlamışlardır. Acil kurtarma
sisteminde de fren sisteminin açılıp motorun hareket ettirilebilmesi için 190VDC gerilim ihtiyaç
vardır. DC bir kaynaktan daha yüksek bir DC gerilim üretmenin iki yöntemi vardır. AC inverter
ve DC-DC kıyıcı bunlardan biridir. Ancak 190VDC gerilimin yalıtılmış olmasının birçok avantajı
vardır. Bu yüzden acil kurtarma sisteminde AC inverter kullanılmıştır. Şekil 7.10’da tasarlanan
invertere ait blok diyagram görülmektedir.
1N5408
99
Şekil 7.10 AC invertere ait blok diyagram
Şekil 7.10’da da görüldüğü gibi inverterin temelini 24kHz frekansında salınan bir astable osilatör
oluşturmaktadır. Osilatörün çıkışı mikrokontrolör tarafından durdurulabilen bir eviren kapıdan
geçtikten sonra mosfet sürücü entegresine gelmektedir. Transformatör yüksek frekanslı bir nüve
üzerine sarılmış olup osilatör frekansının seçiminde nüve frekansına ve çıkıştaki doğrultma
diyotlarının çalışma frekansına dikkat edilmiştir. Transformatör orta uçlu seçilmesinin en önemli
sebebi iki adet mosfet kullanmanın yeterli olması, transformatörün ekonomik yapısı ve Şekil
7.10’dan da görüleceği üzere sadece low side mosfet sürücünün yeterli olmasıdır. Parazitik
osilasyonların engellenmesi ve mosfet sürücü entegresinin tepe şarj akımı değerinin sınırlanması
amacıyla mosfet sürücü ile mosfet arasına bir direnç de eklenmiştir.
Mikrokontrolörden izin sinyali geldikten sonra inverter, mikrokontrolörden bağımsız olarak
gerilim üretir. Transformatör çıkışları AC bir sinyaldir ve doğrultulmaya gereksinim vardır.
Ancak transformatörün sekonderindeki sinyalin frekansının yüksek olmasından dolayı doğrultma
diyotlarının çalışma frekansının da yüksek olması gerekir. DC gerilim altında çalışan endüktif
yükün devreden ayrılması esnasında ters gerilimden dolayı sistemde yüksek genlikli geçici
rejimler oluşur. Belirtilen durumların engellenmesi için devreye eklenen bir ters diyotla gerideki
devrelerin korunması sağlanmıştır. Fren bloğunun çektiği akım her ne kadar 1 amper civarında
kalsa da ihtiyaç duyulan yüksek kuvvetten dolayı elektromekanik fren düzeneğinin amper-sarım
değeri oldukça yüksektir. Bu sebepten doğrultma diyotları 5A gibi düşük bir değerde seçilmesine
karşın yüksek gerilimlere dayanıklı olmasına özen gösterilmiştir. Hem ters diyot hem de
doğrultma diyotu olarak, ileri yönde 1000V ters yönde 10 kV dayanma gerilimine sahip hızı bir
diyot olan UF5408 diyodu kullanılmıştır. Transformatör gücü ise fren bloğu için gerekli güç
100
220W civarında olmasına rağmen farklı güçlerde değişik frenleme blokları da kullanılabileceği
varsayılarak 300W olarak tasarlanmıştır.
7.8 Üç Faz Sürücü
3 fazlı bir sürücü oluşturmanın temeli 3 kollu bir H köprüsü tasarımından geçmektedir. Ancak
birbirine eşlenik P ve N kanal anahtarlama elemanı bulmak çok zordur. Bu yüzden tüm kollarda 6
adet N-kanal anahtarlama elemanı kullanılmıştır. Anahtarlama elemanı olarak “mosfet”
seçilmiştir. IGBT’lerin ON konumuna geldiklerinde üzerlerine düşen gerilim, mosfetlere göre
fazla olduğu için gerçekleştirilen devrede mosfetler tercih edilmiştir. Dolayısı ile mosfet
kullanmanın özellikle düşük gerilimli uygulamalarda avantajları vardır. Anahtarlama
elemanlarının sürücü kolun hem altında hem de üstünde aynı türden (N-kanal) olması sebebiyle
bu uygulamadaki mosfetleri sürmek zordur. Ancak bu problemi aşmak için özel olarak
tasarlanmış mosfet sürücü entegresi kullanılmıştır. 3 kollu bir H köprüsü yapısı Şekil 7.11’de
görülmektedir.
(+)
Akü girişi
T1
IRFP250N
IR2132 Mosfet Sürücü
T5
IRFP250N
IRFP250N
47 ohm
L1
L2
L3
H1
H2
H3
Akım
Gerilim
T3
47 ohm
47 ohm
47 ohm
U
V
47 ohm
W
T2
T6
IRFP250N
IRFP250N
IRFP250N
47 ohm
T4
(-)
Akü girişi
Sıcaklık
Şekil 7.11 Mosfet sürücü entegresi ile 3 kollu H köprüsü
101
Kolların yukarısına bağlanmış olan mosfetleri sürmek daha zordur ancak yeni nesil sürücü
entegreleri kullanılarak bu problem aşılmıştır. Gerçekleştirilen devrede IR2132 sürücü entegresi
kullanılmıştır. IR2132 entegresi tümleşik 6 kanal mosfet sürücüyü bir arada barındırmaktadır.
Entegre “floating gate” denilen bir yöntemle gerilim seviyesi kaydırma esasına göre
çalışmaktadır. Sürücü entegre plaket üzerindeki bir yoldan akım geri beslemesi yapabilmekte ve
akımın aşırı yükselmesi durumunda otomatik olarak mikrokontrolörden bağımsız olarak sistemi
kapatmaktadır. Ölçülen akıma ilişkin olarak kazanç ayarı yapabilme imkânı da mevcut oluğundan
ölçülü bir yol kalınlığı da gerektirmemektedir.
7.9 Mikrokontrolör
Mikrokontrolör birçok girişe bakarak sistemi kontrol etmektedir. Ancak kurtarma sürecinin
başlayabilmesi için enerji kesintisi olmalıdır. Kesintinin algılanmasından sonra mikrokontrolör
transfer rölelerini çektirerek emniyet devrelerini üstüne alır ve asansörün katında olup olmadığına
karar verir. Mikrokontrolün genel davranışını gösteren akış diyagramı Şekil 7.12’deki gibidir.
Şekil 7.12 Mikrokontrolörün davranışına ilişkin akış diagramı
102
Asansör kat hizasında değilse ilk olarak emniyet devrelerini test eder. Emniyet devreleri kısa
devre ise kurtarma süreci başlatılır ve acil kurtarma sistemi motora enerji verir. Eğer motor akım
çekiyorsa yaklaşık 200ms. sonra freni bıraktırır. Asansör motoru döner alan yönünde dönmek
isteyecektir. Ancak aşırı yük nedeniyle motor kalkınamaz ise akım değeri set değerini
aşacağından mikrokontrolör asansörü durdurur ve diğer yöne doğru hareket ettirmeye çalışır.
Asansör kurtarma süreci boyunca JF bilgisinden kat seviyesine gelip gelmediğine bakar. Her iki
yönde de hareket sağlanamaz ise acil kurtarma sistemi ilgili hata kodunu ekranda göstererek
kurtarma sürecini bitirir. Kurtarma süreci boyunca emniyet devreleri sürekli gözlenir. Emniyet
zincirinin herhangi bir noktasındaki kırılma kurtarma sürecini eşzamanlı olarak iptal eder.
Mikrokontrolör, sürücü ünitesi ile ilgili sıcaklık bilgisini de takip ederek aşırı sıcaklık artması
gibi durumlarda da devrenin çalışmasına izin vermez. Böylece kendisini de korur. Ayrıca motor
ve frene ait sigortalar atık ise uyarı mesajı ile bunu ekrana yazarak hareketi sonlandırmakta veya
hiç başlatmamaktadır.
Günümüzde kullanılan asansör motorları 380V 50Hz sincap kafesli asenkron motorlardır.
Gerçekleştirilen bu projede 5 adet 12V/7Ah’lik akü kullanılmaktadır. Dolayısıyla acil kurtarma
sistemi 60VDC ile beslenmektedir. Bu sebepten motora uygulanacak temel frekans daha
düşüktür. Motora uygulanan sinyallerin temel frekansı V/f oranına göre yaklaşık 8Hz’dir.
Mikrokontrolörler genel olarak üç temel kısımdan (CPU-Merkezi İşlem ünitesi, I/O ünitesi ve
Bellek) ve bunlara ek olarak bazı destek devrelerden oluşur. CPU (Merkezi İşlem Birimi)
sistemin kalbidir. Bu birim, hesapları yapmak ve verileri idare etmek için 4, 8 veya 16 bitlik veri
formatlarında çalışır. I/O (giriş/çıkış) sayısal, analog ve özel fonksiyonlardan oluşur ve dış
dünyayla iletişimi sağlayan kısımdır. Bellek; RAM, ROM, EPROM, EEPROM veya bunların
herhangi bir kombinasyonu olabilir. Bu kısım, program ve veri depolamak için kullanılır.
Bu projenin dsPIC ürün ailesine ait bir mikrokontrolör ile tasarlanması planlanmaktaydı ve proje
önerisinde de bu durum belirtilmişti. Ancak projenin geliştirme safhasında özellikle derleyicinin
yetersizliklerinden kaynaklanan bazı sıkıntılar sebebiyle bu proje gerçek anlamda stabil bir
103
çalışma düzeni sağlanamadı. dsPIC ile yapılan çalışmalarda motor kontrol programının yazılıp
çalıştırılmasına rağmen kalan çevre birimleri ile gerekli programların yazılması esnasında bazı
problemlerle karşılaşıldı. Bu problemler bu projenin gerçek manada dsPIC ile yapılmasını
engellemiştir. Ancak projenin temel taşını oluşturan motor kontrol algoritması dsPIC’e başarıyla
oturtulmuştur. Projenin bu boyutta kalması sebebiyle çalışmalara PIC ile devam edilmiştir. PIC
ile yapılan çalışmalar neticesinde tüm algoritma başarıyla gerçekleştirilmiştir. Motor kontrol
algoritması ve acil kurtarma sisteminin çevre birimleri ile olan iletişimi başarıyla
gerçekleştirilmiştir. PIC için yazılan program assembly dilinde yazılmıştır.
Gerçekte dsPIC, PIC’den çok üstün DSP yeteneklere sahip mikrokontrolör olup melez bir
üründür. Ancak bu üstünlük ancak kaliteli bir derleyici ile anlam kazanmaktadır. dsPIC’in 84
adet komutu vardır. 24 bit veri genişliği, 16 bit data genişliği vardır. 30 MIPS hızına kadar
çalışabilmektedir. 41 adet interrupt kaynağı mevcuttur. Tek cycleda çarpma yapabilmektedir.
Bunun yanında PIC, yaygın bir kullanım alanı elde etmiş, gürültülere karşı oldukça sağır, nitelikli
bir mikrokontrolördür. 35 adet komutu vardır. Komut sayısının az olması dolayısıyla assembly ile
kolayca program yazılabilmektedir. Assembly ile program yazmak ve hatalarını ayıklamak zor
olsa bile, assembly ile yazılan programlar hafızada çok az yer tutar ve çok hızlı çalışır.
104
8. SONUÇLAR VE SONUÇLARIN TARTIŞILMASI
8.1 Sonuçlar
Yapılan bu tez çalışmasında enerji kesintisi anında iki kat arasında asansörün akülerle beslenen
inverter yardımıyla kata kadar getirilmesi tasarlanmış ve gerçekleştirilmiştir. Öncelikle inverterin
çıkışına üç adet 24 ohm değerinde saf omik yük üçgen bağlanmıştır. Bu deneyde alınan gerilim
ve akım sinyalleri Şekil 8.6’da görülmektedir. Deneyde alınan değerler Tablo 8.1’de
görülmektedir.
Fazlararası gerilim sinyali
Hat akım sinyali
Şekil 8.6 Üçgen bağlı 24ohm saf omik yük karşısında oluşan akım ve gerilim sinyalleri
Akü
gerilimi
(V)
Aküden
çekilen akım
(A)
İnverter giriş
Gücü (W)
P = U .I
Fazlararası
çıkış gerilimi
(V)
Çıkış bir
faz akımı
(A)
54
4,8
259
43,5
55
4,15
228
44
Sistem
verimi
3,1
Çıkış gücü
(W)
P = 3.U .I
233,3
2,8
213
0,93
Tablo 8.1 Deneyde alınan değerler ve sistemin verimi
0,9
105
Gerçekleştirilen devre sahada gerçek şartlar altında denemeden önce laboratuarda bulunan motorgenerator deney seti üzerinde test edilmiştir. Test düzeneğinde kullanılan asenkron motorun
etiket değerleri 1,1kW 400V 4,8A’dır. Motor-Generator deney setine ait fotoğraflar Şekil 8.1’de
görülmektedir.
Şekil 8.1 Motor-Generator deney setinde yapılan çalışmalar.
106
IR2132 mosfet sürücü entegresinin çıkışından IRFP250N mosfetlere giden kapı sinyalleri
Şekil8.2’de görülmektedir.
T1 kapı sinyali
T3 kapı sinyali
Şekil 8.2 Mosfetlere uygulanan kapı sinyalleri
İnverter yüksüz iken fazlar arasında oluşan gerilimin dalga şekli Şekil 8.3’de görülmektedir.
U-V arası gerilim sinyali
V-W arası gerilim sinyali
Şekil 8.3 Boşta iken fazlararası gerilim sinyali.
Boşta çalışma deneyinden sonra inverterin çıkışına 1,1kW gücünde bir asenkron motor
bağlanmıştır ve miline akuple edilmiş 1,5kW gücündeki DC generatör ile motor anma gücünde
yüklenmiştir. Bu şartlar altında invertere uygulanan gerilim sinyalleri ve inverterden çekilen akım
dalga şekilleri Şekil 8.4’de görülmektedir.
107
Hat akım sinyali
Fazlararası gerilim sinyali
Şekil 8.4 Tam yüklü iken akım sinyali üstte, fazlararası gerilim sinyali altta görülmektedir.
Yukarıda belirtilen deneylerin ardından gerçek şartlarda tam yük altında (12kW’lık bir motora
sahip 640kg kapasiteli bir yük asansöründe) denemeler yapılmıştır. Bu deneyde kullanılan
asansör makina-motor grubu Şekil 8.5’de görülmektedir.
Şekil 8.5 Deneyde kullanılan 12kW gücündeki asansör makina-motor grubu.
Acil kurtarma sistemi ile asansörün kumanda panosu arasında gerekli bağlantılar yapıldıktan
sonra asansöre çağrı verilmiş ve asansörün hareketi sırasında, kabin iki kat arasında iken enerji
ana pano üzerinden kesilmiştir. Acil kurtarma sistemi enerjinin kesildiğini anlamasıyla birlikte
kurtarma sürecini başlatmış, motora enerji vererek asansörü bir alt kata kadar getirmiştir.
108
Ardından asansörün kapısını açarak kurtarma işlemini başarıyla tamamlamıştır. Kabin boş iken
yapılan denemelerin ardından kabine 8 kişi bindirilmiştir. Acil kurtarma sistemi, içerisinde 8 kişi
bulunan asansörü bir alt kata kadar getirmeyi başarmıştır. Acil kurtarma sisteminin bu koşullar
altında tam dolu aküler ile hiçbir şarj işlemi gerçekleştirmeden asansörü arka arkaya üç kez
kurtarabildiği gözlemlenmiştir. Akülerin kapasitesi arttırılarak bu sayıyı arttırmak mümkündür.
Ancak ard arda oluşacak enerji kesintileri arasında akülerin şarj olacağı kadar bir süre olması
sistemin sorunsuz olarak çalışması için yeterlidir. Pratikte enerji kesintilerinin çok sık olmadığı
göz önünde bulundurulduğunda bu durum bir problem teşkil etmemektedir.
8.2 Öneriler
Proje geliştirilirken karşılaşılan problemler, bir Ar-Ge çalışması yaparken seçilen bir
mikrokontrolörün üstün niteliklere sahip olmasının yetmediğini, bunun yanında geliştirme
platformunun da ne kadar önemli olduğunu açıkça ortaya koymuştur. Maddi imkânsızlıklar
sebebiyle bu projede nitelikli bir derleyici kullanılamamıştır. Bu projede kullanılan derleyici
demo olarak tedarik edilen bir derleyicidir. Derleyicide olan küçük hatalar (buglar) sebebiyle
proje gerçek anlamda dsPIC ile değil, PIC mikrokontrolörü ile gerçekleştirilmiştir. Benzer
çalışma yapacak araştırmacılar için nitelikli geliştirme platformlar üzerinde çalışmaları tavsiye
edilmektedir.
Bir hız kontrol cihazının doğrultucu, DC bara ve kıyıcı olarak üç ana kısımdan oluştuğu
düşünülürse, bu çalışmada besleme doğrudan akülerden sağlandığı için hız kontrol cihazı ile ilgili
olarak yapılan çalışmaların bir bölümü olarak düşünülebilir. Bu noktadan sonra gerçekleştirilen
bu projeyi geliştirirken yeni bir acil kurtarma sistemi tasarımı yapmak yerine, bir hız kontrol
cihazı tasarlamak, enerji kesildiği anda akülerin doğrudan DC barayı beslemesini sağlamak ve
acil kurtarma işlemini hız kontrol cihazı üzerinden yapmak düşünülmektedir. Böylece asansör
sistemlerinde iki farklı cihaz yerine tek bir cihaz her iki işlemi de gerçekleştirebilir olacaktır.
109
9. KAYNAKLAR
HAMILTON, R.A. AND LEZAN, G. R., 1967, Thyristor adjustable frequency power supplies
for hot strip mill run-out tables, IEEE Trans. on Industry and general applications, Vol. IGA-3,
No. 2, pp.168-175.
SHEPHERD, W., STANWAY, J., 1967, An Experimental Closed-loop Variable Speed Drive
Incorporating a Thyristor Driven Induction Motor', IEEE Trans. on Industry and general
applications, Vol. IGA-3, No. 6, pp. 559-565.
BODUROĞLU, T., 1968, Elektrik Makinası Dersleri, İTÜ. Matbaası
SARIOĞLU, M., K., 1969, Elektrik Makinalarının Temelleri, Özarkadaş Matbaası
BODUROĞLU, T., 1970, Elektrik Makinaları Deneyleri, İTÜ. Matbaası
ALGER, P. L., 1970, Induction Machines, Gordon And Breach Science Publishers (book),
Second edition.
BLASCHKE, F., 1972, The Principle Of Field Orientation As Applied To The New Transvektor
Closed-Loop Control System For Rotating-Field Machines, Siemens Review, Vol.34, pp. 217220.
ABBONDANTİ, A., 1977, Method of flux control in induction motors driven by variable
frequency, variable voltage supplies, IEEE/IAS Intl. Semi. Power Conv. Conf., pp. 177-184.
BOWES, S.R., 1981, Microprocessor Control of PWM Inverters, IEE Proc., Vol.128, Pt.B, No.6,
pp.293-305.
110
M. VARNONITSKY, "A microcomputer-based control signal generator for a three-phase
switching power inverter," IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 19, no. 2, pp. 228-234, Mar./Apr. 1983.
KOGA, K., UEDA, R. AND SONODA, T., 1989, Achievement of high performances for general
purpose inverter drive induction motor system’, IEEE/IAS Conference record, pp.415-425.
SAÇKAN, A., H., 1990, Elektrik Makinaları 3, Milli Eğitim Basımevi
VADIVEL, S., BHUVANESWARI, G., SRIDHARA, G., 1991, A Unified Approach to the RealTime Implementation of Microprocessor-based PWM Waveforms, IEEE Transactions on Power
Electronics, Vol.6, No.4, pp.565-575.
HOLTZ, J., and BEYER, B., 1994, Optimal pulsewidth modulation for ac servos and low-cost
industrial drive,” IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 30, pp.1039–1047.
BOSE, B.K., 1996, Power Electronics and Variable Frequency Drives, (book), IEEE Press.
PATTERSON, M.M., 1996, On The Efficiency of Electrical Submersible Pumps Equipped with
Variable Frequency Drives:A Field Study, SPE Production and Facilities, pp.61-64.
MUÑOZ-GARCÍA, A., LIPO, T.A., NOVOTNY, D.W., 1997, A New Induction Motor OpenLoop Speed Control Capable Of Low Frequency Operation, IEEE Industry Applications Society
Annual Meeting New Orleans, Louisiana.
LUDTKE, I., 1998, The Direct Control of Induction Motors, Thesis, Department of Electronics
and Information Technology. University of Glamorgan.
SCHIBLI, N. P., NGUYEN, T., VE RUFER, A.C., 1998, A Three-Phase Multilevel Converter
For High-Power İnduction Motors, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 13, No.5,
pp.978-986.
111
VAS, P., 1999, Artificial Intelligence Based Electrical Machines and Dives. Application of fuzzy,
neural, fuzzy-neural, and genetic-algorithmbased techniques, Oxford Science Publications.
HAVA, A.M., KERKMAN, R.J., LIPO, T.A., 1999, Simple Analytical And Graphical Methods
For Carrier-Based PWM-VSI Drives, Ieee Transactıons On Power Electronics, Vol. 14, No.1,
pp.49-61.
LIANG, B., PAYNE, B., BALL, A., 1999, Detection and Diagnosis of Faults in Induction
Motors Using Vibration and Phase Current Analysis, Proceedings of the 1st International
Conference on the Integration of Dynamics, Monitoring and Control (DYMAC '99), Manchester,
UK, pp.337-341.
B. HUO, A. TRZYNADLOWSKI, I. PANAHI, A. MOHAMMED and Z. YU, "Novel Random
Pulse Width Modulator with Constant Sampling Frequncy Band on the TMS320F240 DSP
Controller," IEEE , 1999, pp. 342-347
MOYNIHAN, F., 2000, Fundamentals of DSP-Based Control for AC Machines, Embedded
Control Systems Group
ANDRADE, D. A., FINZI NETO, R. M., FREITAS, L. C., VIEIRA JR. J. B., FARIAS. V. J.,
2000, A Soft Switched Current Controlled Three Phase Inverter for Induction Machine Driving,
Department of Electrical Engineering, University of Uberlândia – Brazil.
BOWES, S.R., GREWAL, S.S., HOLLIDAY, D.M.J., 2000, High Frequency PWM Technique
For Two And Three Level Single-Phase Inverters, IEE Proceedings on Electric Power
Applications, 147, 3, pp.181-191.
FAIZ J., 2001, Comparison Of Different Switching Patterns İn Direct Torque Control Technique
Of İnduction Motors, M.B.B. Sharifian Electric Power Systems Research, 60, pp.63–75.
112
LYSHEVSKI, S.E., 2001, Control of high performance induction motors: theory and practice,
Energy Conversion and Management , 42, (7), pp.877-898.
MURAT, E., AKIN, E, ERTAN, B., 2002, Matlab Simulink Gerçek Zaman Arabirimi Ve Uzay
Vektör Darbe Genişlik Modülasyon Tekniğini Kullanan Sayısal İşaret İşlemci Kontrollü Evirici
İle
Asenkron
Motorun
Skalar
Kontrolü,
ELECO’2002,
Elektrik-Elektronik-Bilgisayar
Mühendisliği Sempozyumu, pp.145-150.
MAAZİZA, M.K., MENDESB, E., BOUCHERA, P., 2002, A new nonlinear multivariable
control strategy of induction motors, Control Engineering Practice, 10, pp.605–613.
SARIOĞLU, M., K., GÖKAŞAN, M., BOĞOSYAN, O., S., 2003, Asenkron Makinalar ve
Kontrolü, Birsen Yayınevi
113
EKLER
Ek 1. IR2132 IGBT sürücüsüne ait katalog bilgileri.
Ek 2. TC4426’ya ait katalog bilgileri.
Ek 3. IRFP250N Mosfete ait katalog bilgileri.
Data Sheet No. PD-6.033E
IR2132
3-PHASE BRIDGE DRIVER
Features
Product Summary
n Floating channel designed for bootstrap operation
Fully operational to +600V
Tolerant to negative transient voltage
dV/dt immune
n Gate drive supply range from 10 to 20V
n Undervoltage lockout for all channels
n Over-current shutdown turns off all six drivers
n Independent half-bridge drivers
n Matched propagation delay for all channels
n Outputs out of phase with inputs
Description
The IR2132 is a high voltage, high speed power
MOSFET and IGBT driver with three independent high
and low side referenced output channels. Proprietary
HVIC technology enables ruggedized monolithic construction. Logic inputs are compatible with 5V CMOS
or LSTTL outputs. A ground-referenced operational
amplifier provides analog feedback of bridge current
via an external current sense resistor. A current trip
function which terminates all six outputs is also derived from this resistor. An open drain FAULT signal
indicates if an over-current or undervoltage shutdown
has occurred. The output drivers feature a high pulse
current buffer stage designed for minimum driver
cross-conduction. Propagation delays are matched
to simplify use at high frequencies. The floating channels can be used to drive N-channel power MOSFETs
or IGBTs in the high side configuration which operate up to 600 volts.
VOFFSET
600V max.
IO+/-
200 mA / 420 mA
VOUT
10 - 20V
ton/off (typ.)
675 & 425 ns
Deadtime (typ.)
0.8 µs
Packages
Typical Connection
CONTROL INTEGRATED CIRCUIT DESIGNERS’ MANUAL
B-165
IR2132
Absolute Maximum Ratings
Absolute Maximum Ratings indicate sustained limits beyond which damage to the device may occur. All voltage parameters are absolute voltages referenced to V S0. The Thermal Resistance and Power Dissipation ratings are measured
under board mounted and still air conditions. Additional information is shown in Figures 50 through 53.
Symbol
VB1,2,3
VS1,2,3
VHO1,2,3
VCC
VSS
VLO1,2,3
VIN
VFLT
VCAO
VCAdVS/dt
PD
RθJA
TJ
TS
TL
Parameter
Definition
High Side Floating Supply Voltage
High Side Floating Offset Voltage
High Side Floating Output Voltage
Low Side and Logic Fixed Supply Voltage
Logic Ground
Low Side Output Voltage
Logic Input Voltage (HIN1,2,3 , LIN1,2,3 & ITRIP)
FAULT Output Voltage
Operational Amplifier Output Voltage
Operational Amplifier Inverting Input Voltage
Allowable Offset Supply Voltage Transient
Package Power Dissipation @ TA ≤ +25°C (28 Lead DIP)
(28 Lead SOIC)
(44 Lead PLCC)
Thermal Resistance, Junction to Ambient
(28 Lead DIP)
(28 Lead SOIC)
(44 Lead PLCC)
Junction Temperature
Storage Temperature
Lead Temperature (Soldering, 10 seconds)
Value
Min.
Max.
-0.3
VB1,2,3 - 25
VS1,2,3 - 0.3
-0.3
VCC - 25
-0.3
VSS - 0.3
VSS - 0.3
VSS - 0.3
VSS - 0.3
—
—
—
—
—
—
—
—
-55
—
525
VB1,2,3 + 0.3
VB1,2,3 + 0.3
25
VCC + 0.3
VCC + 0.3
VCC + 0.3
VCC + 0.3
VCC + 0.3
VCC + 0.3
50
1.5
1.6
2.0
83
78
63
150
150
300
Units
V
V/ns
W
°C/W
°C
Recommended Operating Conditions
The Input/Output logic timing diagram is shown in Figure 1. For proper operation the device should be used within the
recommended conditions. All voltage parameters are absolute voltages referenced to V S0. The VS offset rating is tested
with all supplies biased at 15V differential. Typical ratings at other bias conditions are shown in Figure 54.
Symbol
VB1,2,3
VS1,2,3
VHO1,2,3
VCC
VSS
VLO1,2,3
VIN
VFLT
VCAO
VCATA
Parameter
Definition
High Side Floating Supply Voltage
High Side Floating Offset Voltage
High Side Floating Output Voltage
Low Side and Logic Fixed Supply Voltage
Logic Ground
Low Side Output Voltage
Logic Input Voltage (HIN1,2,3 , LIN1,2,3 & ITRIP)
FAULT Output Voltage
Operational Amplifier Output Voltage
Operational Amplifier Inverting Input Voltage
Ambient Temperature
Value
Min.
Max.
VS1,2,3 + 10
Note 1
VS1,2,3
10
-5
0
VSS
VSS
VSS
VSS
-40
VS1,2,3 + 20
600
VB1,2,3
20
5
VCC
VSS + 5
VCC
5
5
125
Units
V
°C
Note 1: Logic operational for VS of (VS0 - 5V) to (VS0 + 600V). Logic state held for VS of (VS0 - 5V) to (VS0 - VBS).
B-166 CONTROL INTEGRATED CIRCUIT DESIGNERS’ MANUAL
IR2132
Dynamic Electrical Characteristics
VBIAS (VCC, VBS1,2,3) = 15V, VS0,1,2,3 = VSS, CL = 1000 pF and TA = 25°C unless otherwise specified. The dynamic
electrical characteristics are defined in Figures 3 through 5.
Symbol
Parameter
Definition
ton
toff
tr
tf
t itrip
t bl
tflt
tflt,in
tfltclr
DT
SR+
SR-
Turn-On Propagation Delay
Turn-Off Propagation Delay
Turn-On Rise Time
Turn-Off Fall Time
ITRIP to Output Shutdown Prop. Delay
ITRIP Blanking Time
ITRIP to FAULT Indication Delay
Input Filter Time (All Six Inputs)
LIN1,2,3 to FAULT Clear Time
Deadtime
Operational Amplifier Slew Rate (+)
Operational Amplifier Slew Rate (-)
Value
Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions
11
12
13
14
15
—
16
—
17
18
19
20
500
300
—
—
400
—
335
—
6.0
0.4
4.4
2.4
675
425
80
35
660
400
590
310
9.0
0.8
6.2
3.2
850
550
125
55
920
—
845
—
12.0
1.2
—
—
VIN = 0 & 5V
VS1,2,3 = 0 to 600V
ns
µs
V IN, VITRIP = 0 & 5V
VITRIP = 1V
VIN, VITRIP = 0 & 5V
VIN = 0 & 5V
VIN, VITRIP = 0 & 5V
VIN = 0 & 5V
V/µs
Static Electrical Characteristics
VBIAS (VCC , VBS1,2,3) = 15V, VS0,1,2,3 = VSS and TA = 25°C unless otherwise specified. The VIN, VTH and IIN parameters
are referenced to VSS and are applicable to all six logic input leads: HIN1,2,3 & LIN1,2,3 . The VO and IO parameters
are referenced to VS0,1,2,3 and are applicable to the respective output leads: HO1,2,3 or LO1,2,3.
Symbol
VIH
VIL
VIT,TH+
VOH
VOL
I LK
IQBS
IQCC
IIN+
IINI ITRIP+
IITRIPVBSUV+
VBSUVVCCUV+
VCCUVRon,FLT
Parameter
Definition
Logic “0” Input Voltage (OUT = LO)
Logic “1” Input Voltage (OUT = HI)
ITRIP Input Positive Going Threshold
High Level Output Voltage, VBIAS - VO
Low Level Output Voltage, VO
Offset Supply Leakage Current
Quiescent VBS Supply Current
Quiescent VCC Supply Current
Logic “1” Input Bias Current (OUT = HI)
Logic “0” Input Bias Current (OUT = LO)
“High” ITRIP Bias Current
“Low” ITRIP Bias Current
VBS Supply Undervoltage Positive Going
Threshold
VBS Supply Undervoltage Negative Going
Threshold
VCC Supply Undervoltage Positive Going
Threshold
VCC Supply Undervoltage Negative Going
Threshold
FAULT Low On-Resistance
Figure Min.
Value
Typ. Max. Units Test Conditions
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
2.2
—
400
—
—
—
—
—
—
—
—
—
7.5
—
—
490
—
—
—
15
3.0
450
225
75
—
8.35
—
0.8
580
100
100
50
30
4.0
650
400
150
100
9.2
34
7.1
7.95
8.8
35
8.3
9.0
9.7
36
8.0
8.7
9.4
37
—
55
75
V
mV
µA
mA
µA
nA
VIN = 0V, IO = 0A
VIN = 5V, IO = 0A
VB = VS = 600V
VIN = 0V or 5V
VIN = 0V or 5V
VIN = 0V
VIN = 5V
ITRIP = 5V
ITRIP = 0V
V
Ω
CONTROL INTEGRATED CIRCUIT DESIGNERS’ MANUAL B-167
IR2132
Static Electrical Characteristics -- Continued
VBIAS (VCC, VBS1,2,3) = 15V, VS0,1,2,3 = VSS and TA = 25°C unless otherwise specified. The VIN, VTH and I IN parameters
are referenced to VSS and are applicable to all six logic input leads: HIN1,2,3 & LIN1,2,3 . The VO and IO parameters
are referenced to VS0,1,2,3 and are applicable to the respective output leads: HO1,2,3 or LO1,2,3.
Parameter
Definition
Symbol
Figure Min.
Value
Typ. Max. Units Test Conditions
IO+
Output High Short Circuit Pulsed Current
38
200
250
—
IO-
Output Low Short Circuit Pulsed Current
39
420
500
—
VOS
ICACMRR
PSRR
Operational Amplifer Input Offset Voltage
CA- Input Bais Current
Op. Amp. Common Mode Rejection Ratio
Op. Amp. Power Supply Rejection Ratio
40
41
42
43
—
—
60
55
—
—
80
75
30
4.0
—
—
mV
nA
VOH,AMP
VOL,AMP
ISRC,AMP
Op. Amp. High Level Output Voltage
Op. Amp. Low Level Output Voltage
Op. Amp. Output Source Current
44
45
46
5.0
—
2.3
5.2
—
4.0
5.4
20
—
V
mV
ISRC,AMP
Op. Amp. Output Sink Current
47
1.0
2.1
—
Operational Amplifier Output High Short
Circuit Current
Operational Amplifier Output Low Shor t
Circuit Current
48
—
4.5
6.5
49
—
3.2
5.2
IO+,AMP
IO-,AMP
mA
dB
mA
VO = 0V, VIN = 0V
PW ≤ 10 µs
VO = 15V, VIN = 5V
PW ≤ 10 µs
VS0 = VCA- = 0.2V
VCA- = 2.5V
VS0=VCA-=0.1V & 5V
VS0 = VCA- = 0.2V
VCC = 10V & 20V
VCA- = 0V, VS0 = 1V
VCA- = 1V, VS0 = 0V
VCA- = 0V, VS0 = 1V
VCAO = 4V
VCA- = 1V, VS0 = 0V
VCAO = 2V
VCA- = 0V, VS0 = 5V
VCAO = 0V
VCA- = 5V, VS0 = 0V
VCAO = 5V
Lead Assignments
28 Lead DIP
44 Lead PLCC w/o 12 Leads
28 Lead SOIC (Wide Body)
IR2132
IR2132J
Part Number
IR2132S
B-168 CONTROL INTEGRATED CIRCUIT DESIGNERS’ MANUAL
IR2132
Functional Block Diagram
Lead Definitions
Lead
Symbol Description
HIN1,2,3
Logic inputs for high side gate driver outputs (HO1,2,3), out of phase
LIN1,2,3
Logic inputs for low side gate driver output (LO1,2,3), out of phase
FAULT
VCC
Indicates over-current or undervoltage lockout (low side) has occurred, negative logic
ITRIP
Input for over-current shutdown
CAO
Output of current amplifier
CA-
Negative input of current amplifier
VSS
Logic ground
VB1,2,3
High side floating supplies
Low side and logic fixed supply
HO1,2,3
High side gate drive outputs
VS1,2,3
High side floating supply returns
LO1,2,3
Low side gate drive outputs
VS0
Low side return and positive input of current amplifier
CONTROL INTEGRATED CIRCUIT DESIGNERS’ MANUAL B-169
M
TC4426/TC4427/TC4428
1.5A Dual High-Speed Power MOSFET Drivers
Features
General Description
• High Peak Output Current – 1.5A
• Wide Input Supply Voltage Operating Range:
- 4.5V to 18V
• High Capacitive Load Drive Capability – 1000 pF
in 25 nsec (typ.)
• Short Delay Times – 40 nsec (typ.)
• Matched Rise and Fall Times
• Low Supply Current:
- With Logic ‘1’ Input – 4 mA
- With Logic ‘0’ Input – 400 µA
• Low Output Impedance – 7Ω
• Latch-Up Protected: Will Withstand 0.5A Reverse
Current
• Input Will Withstand Negative Inputs Up to 5V
• ESD Protected – 4 kV
• Pinouts Same as TC426/TC427/TC428
The TC4426/TC4427/TC4428 are improved versions
of the earlier TC426/TC427/TC428 family of MOSFET
drivers. The TC4426/TC4427/TC4428 devices have
matched rise and fall times when charging and discharging the gate of a MOSFET.
Applications
• Switch Mode Power Supplies
• Line Drivers
• Pulse Transformer Drive
These devices are highly latch-up resistant under any
conditions within their power and voltage ratings. They
are not subject to damage when up to 5V of noise spiking (of either polarity) occurs on the ground pin. They
can accept, without damage or logic upset, up to
500 mA of reverse current (of either polarity) being
forced back into their outputs. All terminals are fully
protected against electrostatic discharge (ESD) up to
4 kV.
The TC4426/TC4427/TC4428 MOSFET drivers can
easily charge/discharge 1000 pF gate capacitances in
under 30 nsec and provide low enough impedances in
both the ‘ON’ and ‘OFF’ states to ensure the
MOSFET's intended state will not be affected, even by
large transients.
Other compatible drivers are the TC4426A/TC4427A/
TC4428A family of devices. The TC4426A/TC4427A/
TC4428A devices have matched leading and falling
edge input-to-output delay times, in addition to the
matched rise and fall times of the TC4426/TC4427/
TC4428 devices.
Package Types
8-Pin SOIC/MSOP/PDIP/CERDIP
NC
IN A
GND
IN B
1
8 NC
2
7 OUT A
TC4426
3
6 VDD
4
5 OUT B
2,4
7,5
Inverting
NC
IN A
GND
IN B
8 NC
1
2
7 OUT A
TC4427
3
6 VDD
4
5 OUT B
2,4
1
8 NC
2
7 OUT A
TC4428
3
6 VDD
4
5 OUT B
2
7
4
5
Complementary
7,5
Non-Inverting
 2003 Microchip Technology Inc.
NC
IN A
GND
IN B
NC = No Connection
DS21422B-page 1
TC4426/TC4427/TC4428
Functional Block Diagram
Inverting
VDD
300 mV
Output
Non-Inverting
Input
Effective
Input C = 12 pF
(Each Input)
4.7V
TC4426/TC4427/TC4428
GND
Note 1: TC4426 has two inverting drivers; TC4427 has two non-inverting drivers;
TC4428 has one inverting and one non-inverting driver.
2: Ground any unused driver input.
DS21422B-page 2
 2003 Microchip Technology Inc.
TC4426/TC4427/TC4428
1.0
ELECTRICAL
CHARACTERISTICS
PIN FUNCTION TABLE
Name
Absolute Maximum Ratings †
Supply Voltage ..................................................... +22V
Input Voltage, IN A or IN B
................................. (VDD + 0.3V) to (GND – 5V)
Package Power Dissipation (TA ≤ 70°C)
PDIP........................................................ 730 mW
CERDIP .................................................. 800 mW
MSOP ..................................................... 340 mW
SOIC ....................................................... 470 mW
Function
NC
No Connection
IN A
Input A
GND
Ground
IN B
Input B
OUT B
Output B
VDD
Supply Input
OUT A
Output A
NC
No Connection
Storage Temperature Range.............. -65°C to +150°C
Maximum Junction Temperature ...................... +150°C
† Stresses above those listed under "Absolute Maximum
Ratings" may cause permanent damage to the device. These
are stress ratings only and functional operation of the device
at these or any other conditions above those indicated in the
operation sections of the specifications is not implied.
Exposure to Absolute Maximum Rating conditions for
extended periods may affect device reliability.
DC CHARACTERISTICS
Electrical Specifications: Unless otherwise noted, TA = +25ºC with 4.5V ≤ VDD ≤ 18V.
Parameters
Sym
Min
Typ
Max
Units
Conditions
Logic ‘1’, High Input Voltage
VIH
2.4
—
—
V
Logic ‘0’, Low Input Voltage
VIL
—
—
0.8
V
Input Current
IIN
-1.0
—
+1.0
µA
0V ≤ VIN ≤ VDD
High Output Voltage
VOH
VDD – 0.025
—
—
V
DC Test
Low Output Voltage
VOL
—
—
0.025
V
DC Test
Output Resistance
RO
—
7
10
Ω
Peak Output Current
IPK
—
1.5
—
A
IOUT = 10 mA, VDD = 18V
VDD = 18V
Latch-Up Protection
Withstand Reverse Current
IREV
—
>0.5
—
A
Rise Time
tR
—
19
30
nsec Figure 4-1
Fall Time
tF
—
25
30
nsec Figure 4-1
Delay Time
tD1
—
20
30
nsec Figure 4-1
Delay Time
tD2
—
40
50
nsec Figure 4-1
IS
—
—
—
—
4.5
0.4
mA
Input
Note 2
Output
Duty cycle ≤ 2%, t ≤ 300 µsec
VDD = 18V
Switching Time (Note 1)
Power Supply
Power Supply Current
Note 1:
2:
VIN = 3V (Both inputs)
VIN = 0V (Both inputs)
Switching times ensured by design.
For V temperature range devices, the V IH (Min) limit is 2.0V.
 2003 Microchip Technology Inc.
DS21422B-page 3
TC4426/TC4427/TC4428
DC CHARACTERISTICS (OVER OPERATING TEMPERATURE RANGE)
Electrical Specifications: Unless otherwise noted, over operating temperature range with 4.5V ≤ VDD ≤ 18V.
Parameters
Sym
Min
Typ
Max
Units
Conditions
Logic ‘1’, High Input Voltage
VIH
2.4
—
—
V
Logic ‘0’, Low Input Voltage
VIL
—
—
0.8
V
Input Current
IIN
-10
—
+10
µA
VOH
VDD – 0.025
—
—
V
DC Test
Low Output Voltage
VOL
—
—
0.025
V
DC Test
Output Resistance
RO
—
9
12
Ω
IOUT = 10 mA, VDD = 18V
Peak Output Current
IPK
—
1.5
—
A
VDD = 18V
Latch-Up Protection
Withstand Reverse Current
IREV
—
>0.5
—
A
Duty cycle ≤ 2%, t ≤ 300 µsec
VDD = 18V
Input
Note 2
0V ≤ VIN ≤ VDD
Output
High Output Voltage
Switching Time (Note 1)
Rise Time
tR
—
—
40
nsec
Figure 4-1
Fall Time
tF
—
—
40
nsec
Figure 4-1
Delay Time
tD1
—
—
40
nsec
Figure 4-1
Delay Time
tD2
—
—
60
nsec
Figure 4-1
IS
—
—
—
—
8.0
0.6
mA
Power Supply
Power Supply Current
Note 1:
2:
VIN = 3V (Both inputs)
VIN = 0V (Both inputs)
Switching times ensured by design.
For V temperature range devices, the V IH (Min) limit is 2.0V.
TEMPERATURE CHARACTERISTICS
Electrical Specifications: Unless otherwise noted, all parameters apply with 4.5V ≤ VDD ≤ 18V.
Parameters
Sym
Min
Typ
Max
Units
Conditions
Temperature Ranges
Specified Temperature Range (C)
TA
0
—
+70
ºC
Specified Temperature Range (E)
TA
-40
—
+85
ºC
Specified Temperature Range (V)
TA
-40
—
+125
ºC
Specified Temperature Range (M)
TA
-55
—
+125
ºC
Maximum Junction Temperature
TJ
—
—
+150
ºC
Storage Temperature Range
TA
-65
—
+150
ºC
Thermal Resistance, 8L-MSOP
θJA
—
206
—
ºC/W
Thermal Resistance, 8L-SOIC
θJA
—
155
—
ºC/W
Thermal Resistance, 8L-PDIP
θJA
—
125
—
ºC/W
Thermal Resistance, 8L-CERDIP
θJA
—
150
—
ºC/W
Package Thermal Resistances
DS21422B-page 4
 2003 Microchip Technology Inc.
PD - 94008
IRFP250N
HEXFET® Power MOSFET
l
l
l
l
l
l
l
Advanced Process Technology
Dynamic dv/dt Rating
175°C Operating Temperature
Fast Switching
Fully Avalanche Rated
Ease of Paralleling
Simple Drive Requirements
D
VDSS = 200V
RDS(on) = 0.075Ω
G
ID = 30A
S
Description
Fifth Generation HEXFETs from International Rectifier utilize advanced processing
techniques to achieve extremely low on-resistance per silicon area. This benefit,
combined with the fast switching speed and ruggedized device design that
HEXFET Power MOSFETs are well known for, provides the designer with an
extremely efficient and reliable device for use in a wide variety of applications.
The TO-247 package is preferred for commercial-industrial applications where
higher power levels preclude the use of TO-220 devices. The TO-247 is similar
but superior to the earlier TO-218 package because of its isolated mounting hole.
TO-247AC
Absolute Maximum Ratings
Parameter
ID @ TC = 25°C
ID @ TC = 100°C
IDM
PD @TC = 25°C
VGS
EAS
IAR
EAR
dv/dt
TJ
TSTG
Continuous Drain Current, VGS @ 10V
Continuous Drain Current, VGS @ 10V
Pulsed Drain Current 
Power Dissipation
Linear Derating Factor
Gate-to-Source Voltage
Single Pulse Avalanche Energy‚
Avalanche Current
Repetitive Avalanche Energy
Peak Diode Recovery dv/dt ƒ
Operating Junction and
Storage Temperature Range
Soldering Temperature, for 10 seconds
Mounting torque, 6-32 or M3 srew
Max.
Units
30
21
120
214
1.4
± 20
315
30
21
8.6
-55 to +175
A
W
W/°C
V
mJ
A
mJ
V/ns
°C
300 (1.6mm from case )
10 lbf•in (1.1N•m)
Thermal Resistance
Parameter
RθJC
RθCS
RθJA
www.irf.com
Junction-to-Case
Case-to-Sink, Flat, Greased Surface
Junction-to-Ambient
Typ.
Max.
Units
–––
0.24
–––
0.7
–––
40
°C/W
1
10/09/00
IRFP250N
Electrical Characteristics @ TJ = 25°C (unless otherwise specified)
RDS(on)
VGS(th)
gfs
Parameter
Drain-to-Source Breakdown Voltage
Breakdown Voltage Temp. Coefficient
Static Drain-to-Source On-Resistance
Gate Threshold Voltage
Forward Transconductance
Qg
Qgs
Qgd
td(on)
tr
td(off)
tf
Gate-to-Source Forward Leakage
Gate-to-Source Reverse Leakage
Total Gate Charge
Gate-to-Source Charge
Gate-to-Drain ("Miller") Charge
Turn-On Delay Time
Rise Time
Turn-Off Delay Time
Fall Time
Min.
200
–––
–––
2.0
17
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
Typ.
–––
0.26
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
–––
14
43
41
33
IDSS
Drain-to-Source Leakage Current
LD
Internal Drain Inductance
–––
4.5
LS
Internal Source Inductance
–––
7.5
Ciss
Coss
Crss
Input Capacitance
Output Capacitance
Reverse Transfer Capacitance
–––
–––
–––
2159
315
83
V(BR)DSS
∆V(BR)DSS/∆TJ
IGSS
Max. Units
Conditions
–––
V
VGS = 0V, ID = 250µA
––– V/°C Reference to 25°C, ID = 1mA
0.075
Ω
VGS = 10V, ID = 18A „
4.0
V
VDS = VGS, ID = 250µA
–––
S
VDS = 50V, ID = 18A „
25
VDS = 200V, VGS = 0V
µA
250
VDS = 160V, VGS = 0V, TJ = 150°C
100
VGS = 20V
nA
-100
VGS = -20V
123
ID = 18A
21
nC VDS = 160V
57
VGS = 10V, See Fig. 6 and 13 „
–––
VDD = 100V
–––
ID = 18A
ns
–––
RG = 3.9Ω
–––
RD = 5.5Ω, See Fig. 10 „
D
Between lead,
–––
6mm (0.25in.)
nH
G
from package
–––
and center of die contact
S
–––
VGS = 0V
–––
pF
VDS = 25V
–––
ƒ = 1.0MHz, See Fig. 5
Source-Drain Ratings and Characteristics
IS
ISM
VSD
trr
Qrr
ton
Parameter
Continuous Source Current
(Body Diode)
Pulsed Source Current
(Body Diode)
Diode Forward Voltage
Reverse Recovery Time
Reverse Recovery Charge
Forward Turn-On Time
Min. Typ. Max. Units
Conditions
D
MOSFET symbol
––– ––– 30
showing the
A
G
integral reverse
––– ––– 120
S
p-n junction diode.
––– ––– 1.3
V
TJ = 25°C, IS = 18A, VGS = 0V „
––– 186 279
ns
TJ = 25°C, IF = 18A
––– 1.3 2.0
µC di/dt = 100A/µs „
Intrinsic turn-on time is negligible (turn-on is dominated by LS+LD)
Notes:
 Repetitive rating; pulse width limited by
max. junction temperature. (See Fig. 11)
‚ Starting TJ = 25°C, L = 1.9mH
ƒ ISD ≤ 18A, di/dt ≤ 374A/µs, VDD ≤ V(BR)DSS,
TJ ≤ 175°C
„ Pulse width ≤ 300µs; duty cycle ≤ 2%.
RG = 25Ω, IAS = 18A. (See Figure 12)
2
www.irf.com