boost dönüştürücü kullanılarak elektrikli araçlarda kullanılan
advertisement
T.C. KARADENİZ TEKNİK ÜNİVERSİTESİ Mühendislik Fakültesi Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR İÇİN ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI Sinan KAZAN Doç. Dr. Ali GANGAL Mayıs 2012 TRABZON T.C. KARADENİZ TEKNİK ÜNİVERSİTESİ Mühendislik Fakültesi Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR İÇİN ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI Sinan KAZAN Doç. Dr. Ali GANGAL Mayıs 2012 TRABZON LİSANS BİTİRME PROJESİ ONAY FORMU Sinan KAZAN tarafından Doç. Dr. Ali GANGAL yönetiminde hazırlanan “Boost Dönüştürücü Kullanılarak Elektrikli Araçlarda Kullanılan Bataryalar İçin Şarj Ünitesi Tasarımı” başlıklı lisans bitirme projesi tarafımızdan incelenmiş, kapsamı ve niteliği açısından bir Lisans Bitirme Projesi olarak kabul edilmiştir. Danışman : Doç. Dr. Ali GANGAL ……………………………… Jüri Üyesi 1 : ……………………………… Jüri Üyesi 2 : ……………………………… Bölüm Başkanı : Prof. Dr. İsmail H. ALTAŞ ……………………………… ÖNSÖZ Bu projenin hazırlanmasında emeği geçen değerli hocalarımızdan Doç. Dr. Ali Gangal’a, Prof. Dr. İ. Hakkı Çavdar’a ve Doç. Dr. İsmail Kaya’ya şükranlarımı sunmak isterim. Bitirme projesi çalışmalarımda, bölüm olanaklarının kullanılmasına izin veren Bölüm başkanlığına, bölümümüzde görev alan teknisyenlere ve tüm çalışanlara, desteklerinden dolayı Mühendislik Fakültesi Dekanlığına ve KTÜ rektörlüğüne teşekkür ederim. Her şeyden öte, eğitimim süresince bana her konuda tam destek veren aileme ve hayatlarıyla örnek olan bütün hocalarımı saygı ve sevgilerimi sunarım. Mayıs 2012 Sinan KAZAN iii İÇİNDEKİLER Syf. No. LİSANS BİTİRME PROJESİ ONAY FORMU ........................................................................ ii ÖNSÖZ .................................................................................................................................. iii İÇİNDEKİLER ....................................................................................................................... iv ÖZET .......................................................................................................................................v SEMBOLLER VE KISALTMALAR ...................................................................................... vi 1. GİRİŞ ........................................................................................................................1 2. TEORİK ALTYAPININ HAZIRLANMASI ..............................................................3 2.1. Doğrultucular .....................................................................................................3 2.2. Boost Dönüştürücü Topolojilerinin incelenmesi .................................................4 2.2.1. Geleneksel Boost Dönüştürücü Topolojisi ..................................................7 2.2.2. Interleaved Boost Dönüştürücü Topolojisi ..................................................8 2.2.3. Bridgeless Boost Dönüştürücü Topolojisi ...................................................8 2.2.4. Bridgeless Interleaved Boost Dönüştürücü Topolojisi .................................9 2.2.5. Kullanılacak Boost Dönüştürücü Topolojisinin Seçimi ............................. 10 2.3. Güç Faktörü Düzenleyici.................................................................................. 11 2.3.1. 2.4. 3. UCC28070 Güç Faktörü Düzenleyici Entegresi ........................................ 13 UCC27324 Mosfet Sürücü Entegresi ................................................................ 15 PROJE TASARIM AŞAMALARI ........................................................................... 16 3.1. Tasarım Hedefleri ............................................................................................ 16 3.2. Boost Endüktanslarının Belirlenmesi ................................................................ 17 3.3. Çıkış Kondansatörlerinin Belirlenmesi ............................................................. 19 3.4. Mosfet ve Diyotların Belirlenmesi.................................................................... 20 3.5. Akım Transformatörünün Belirlenmesi ............................................................ 21 3.6. Güç Faktörü Düzenleyici Devresinin Tasarımı ................................................. 24 3.7. Projede Kullanılacak Malzemeler ve Maliyet Tablosu ...................................... 27 4. DENEYSEL ÇALIŞMALAR VE SONUÇLAR ....................................................... 28 5. YORUMLAR VE DEĞERLENDİRME .................................................................. 32 KAYNAKLAR ....................................................................................................................... 33 EK.1: PROJE İLE İLGİLİ ŞEMATİK ÇİZİMLER VE BASKI DEVRE GÖRÜNTÜLERİ...... 34 EK.2: STANDART VE KISITLAR FORMU .......................................................................... 35 ÖZGEÇMİŞ............................................................................................................................ 36 iv ÖZET Bu projede, elektrikli araçlarda kullanılan bataryaları kısa sürede güvenli bir şekilde şarj etmek için şebeke geriliminden beslenen, güç faktörü düzenleyicili ve yüksek verimli boost dönüştürücü devresi tasarlanması ve gerçekleştirilmesi amaçlanmıştır. Boost dönüştürücü topolojileri incelenerek, tasarıma uygun olarak interleaved boost dönüştürücü topolojisi belirlenmiştir. Bu topolojinin anahtarlama elemanlarına birbirleriyle 180o faz farklı darbe genişlik modülasyonu (PWM) uygulanarak iletim süresi iki kola bölünmüştür. Bu sayede güç faktörü düzenleme için kolaylık sağlanmıştır. Anahtarlama elemanlarının kontrolünü sağlamak ve güç faktörü düzenleme işlemini yapmak için Texas instruments firmasının üretmiş olduğu UCC28070 entegresi kullanılmıştır. Gerçekleştirilen güç faktörü düzenleyicili boost dönüştürücü devresi, şebekeden ideale yakın formda akım çekeceği, bunun sonucunda veriminin yüksek olacağı ve elektrikli araçlarda kullanılan bataryaların kısa sürede güvenli bir şekilde şarj edileceği düşünülmektedir. v SEMBOLLER VE KISALTMALAR GFD Güç Faktörü Düzenleyici PWM Palse width modulation (Darbe genişlik modülasyonu) η Verim ∆ Endüktans akımının Değişimi VG Giriş gerilimi VÇ Çıkış gerilimi fhat Şebeke frekansı GF Güç faktörü fs Anahtarlama frekansı IG Giriş akımı vi 1. GİRİŞ Elektrikli araçlar sıfır emisyonlu çevreye duyarlı araçlar olmaları ve petrol kaynaklarının azalması nedeniyle petrol türevli araçlara göre daha cazibeli ve güçlü bir alternatif haline gelmektedir. Elektrikli araçların sürüş mesafesi en önemli sınırlılıklarından biridir [1]. Sürüş mesafesini arttırmak için batarya teknolojileri geliştirilmektedir. Sonuç olarak daha yüksek enerji kapasiteli bataryalara olan ihtiyaç giderek artmaktadır. Bunun yanında batarya şarj teknikleri de geliştirilmektedir. Bu teknikler; sabit akım ve gerilim, sabit akım, sabit gerilim olmak üzere üç tanedir [2]. Elektrikli araçlardaki batarya ihtiyacını karşılamak için daha hafif ve küçük boyutlu olmaları sebebiyle lityum-iyon veya lityum polimer bataryalar kullanılmaktadır. Buna bağlı olarak şarj işlemleri yüksek gerilim ve akım ihtiyacı duyduğundan daha karmaşık algoritmalar içermektedir [1]. Eski batarya şarj cihazlarında köprü diyot kullanıldığından bu cihazlarda akım harmonikleri oldukça fazlaydı. Günümüzde ise batarya şarj cihazları darbe genişlik modülasyonu ile mikroişlemci kontrollü olup akım harmonikleri çok düşük seviyelere inmiştir. Elektrikli araçlarda kullanılan bataryaları şarj etmek için birçok çalışma yapılmıştır. Burak Akın, elektrikli araçlarda kullanılan li-ion bataryaların tek fazdan hızlı ve verimli şarjı için güç faktörü düzenleyicili dual boost dönüştürücü kullanarak bir simülasyon gerçekleştirmiştir [3]. Tufan Kayıklı ve arkadaşı, elektrik araçlarda kullanılan lityumpolimer bataryalar için bir şarj cihazı tasarımı simülasyonu gerçekleştirmiştir [1]. Bu projede elektrikli araçlarda kullanılan bataryaların yükseltici tip interleaved boost dönüştürücü kullanılarak sabit gerilimde şarj etme işlemi gerçekleştirilmiştir. Bunun için ülkemizdeki şebeke geriliminin değişimlerinden etkilenmeden çıkış gerilimini sabit tutacak, güç faktörünü düzenleyecek ve akım harmoniklerini azaltacak Texas instruments firmasının üretmiş olduğu UCC28070 entegresi kullanılmıştır. Şekil.1’de elektrikli araç batarya şarj cihazı tasarımında kullanılan yapının blok diyagramı görülmektedir. Şekil.1: Batarya şarj cihazı blok diyagramı. Elektrikli araç batarya şarj cihazı projesini istenilen zamanda ve planlanan özelliklerde gerçekleştirebilmek için tablo.1’de görüldüğü gibi iş zaman grafiği hazırlanmıştır. Tablo.1: İş-zaman grafiği. Elektrikli Araçlarda Kullanılan Bataryalar için Şarj Cihazı Projesi İş-Zaman Grafiği Yapılan İş 6-12 Şubat 13-19 Şubat Proje konusunun belirlenmesi Literatür taraması ve gerekli konuların araştırılması Zaman planlaması ve ön raporun hazırlanması Projede kullanılacak çevirici topolojisinin belirlenmesi Gerekli hesapların yapılması ve malzeme listesinin çıkarılması Malzemelerin temini ve PCB tasarımı ve montajı Proje testlerinin yapılması ve raporun hazırlanması Proje teslimi 2 20-29 Şubat 1-31 Mart 1-30 Nisan 1-24 Mayıs 25 Mayıs 2. TEORİK ALTYAPININ HAZIRLANMASI 2.1.Doğrultucular Hemen hemen bütün elektronik devrelerde DC güç kaynağı gereksinimi vardır. Bunlar AC/DC dönüştürücülerdir. Yani alternatif akımı doğru akıma dönüştüren devrelerdir. Tipik olarak üç çeşit doğrultucu devre şekli vardır. Bunlar yarım dalga, tam dalga ve köprü tipi tam dalga doğrultucularıdır. Devrede kullanacağımız doğrultucu tipi köprü tipi doğrultucudur. Şekil.2’de köprü tipi doğrultucu devresi görülmektedir. Şebekeden gelen AC sinyali köprü doğrultucu devresi yardımıyla DC akıma dönüştürülmüştür. Devreye uygulanan AC sinyalin bir alternansında karşılıklı ayrı koldaki iki diyot iletime geçecek diğer iki diyot kesimde olacaktır. Diğer alternansta ise bu işlem ters dönecek ve bu sayede doğrultma işlemi gerçekleşecektir. Bu şekilde tam doğrultma işlemi gerçekleştirilmemiştir, tam doğrultma için devrenin çıkışında kondansatör kullanılmıştır, çıkıştaki bu kondansatör filtre görevi görmektedir. Sinyaldeki frekans bileşenlerini filtre etmektedir. Kondansatör değeri devrenin zaman sabitine göre uygun seçilirse, çıkıştaki DC gerilim yükün değişmesine göre daha düzgün formda olacaktır. Dolayısıyla gerilim dalgalanması olmayacaktır. Şekil.2: Köprü tipi tam dalga doğrultucu. Şebekeden gelen etkin değeri 220V AC sinyal için devrenin çıkışından 311V DC gerilim elde edilir. 2.2.Boost Dönüştürücü Topolojilerinin incelenmesi Boost dönüştürücü girişine uygulanan DC gerilimi, çıkışına daha yüksek DC gerilime dönüştürerek aktaran devrelerdir. Şekil.3’de ideal boost topolojisi görülmektedir. Görüldüğü gibi boost dönüştürücü devresi endüktans, kondansatör, diyot ve anahtarlama elemanından oluşmaktadır. Şekil.3: İdeal boost dönüştürücü topolojisi Devrenin çalışması basit olarak, anahtarlama elemanının iletime ve kesime götürülmesiyle gerçekleşmektedir. Devrenin çalışmasını daha da açacak olursak, anahtarlama elemanı S iletime götürüldüğü anda devre şekil.4’deki gibi iki kola ayrılacaktır. S anahtarının kapanmasıyla birlikte endüktans üzerinden akan akım artacak ve endüktans üzerine enerji depolanmaya başlayacaktır. Bu durumda diyodun anot ucu negatif potansiyelde olduğundan diyot tıkama durumundadır. Şekil.4: Anahtarlama elemanı iletimde 4 Anahtarlama elemanı S kesime götürüldüğü anda ise giriş gerilimi Vg ile endüktans üzerinde depolanan enerjinin toplamı diyotu iletime götürecek ve devre şekil.5’deki gibi bir hal alacaktır. Bu sayede endüktansın enerjisi kondansatör üzerinden boşalırken, kondansatör şarj olmaya başlayacaktır. Bu şekildi giriş geriliminin seviyesi çıkışta yükseltilmiş olacaktır. Kondansatör değeri uygun seçildiği takdirde gerilim dalgalanmaları en aza indirgenmiş olacaktır. Şekil.5: Anahtarlama elemanı kesimde Devrenin çalışması incelenirken tüm elemanlar kayıpsız ve ideal oldukları düşünülmüştür [4]. Anahtarlama elemanının iletimi ve kesimi sabit frekansta gerçekleştirilmektedir. Frekans değeri T periyodunu belirler. İletim oranı yani doluluk oranı D ile ifade edilir. Bu durumda anahtarlama elemanının iletim süresi DT olacaktır. Kesim süreside (1-D)T olur. Anahtarlama elemanı iletimde olduğu süre boyunca endüktans giriş gerilimi üzerinden beslenmektedir. Bu durumda endüktans geriliminin değişimi denklem (2.1) deki gibidir. = . (2.1) Endüktans akımının değişimi ise denklem (2.2) deki gibi olur. ∆ = .∫ . (2.2) 5 İntegral işleminin çözümlenmesiyle birlikte, iletim süresi boyunca endüktanstan akan akımın değişimi denklem (2.3) deki gibidir. . ∆ = (2.3) Anahtarlama elemanı kesimde olduğu süre boyunca ise yük gerilim kaynağı üzerinden beslenir. Bu durumda endüktans üzerindeki gerilim denklem (2.4) de verilmiştir. = − (2.4) ç Anahtarlama elemanının kesim süresi boyunca, endüktans akımının değişimi denklem (2.5) deki gibi hesaplanmıştır. ∆ = .∫ − ç. ç = . (1 − ). (2.5) Anahtarlama elemanının kesim ve iletim süreleri boyunca, endüktansın üzerinden geçen akımın değişiminin toplamı sıfır olacaktır. Denklem (2.3) ve denklem (2.5)’in toplamları sıfır olmalıdır. Bu eşitlik denklem (2.6) da verilmiştir. ç . (1 − ). + . =0 (2.6) Denklem.2,6’nın çözümlenmesiyle çıkış gerilimi denklem (2.7) de verilmiştir. ç = (2.7) İletim oranı D’nin aldığı değer 0 ile 1 arasındadır. Denklem (2.7) de de görüldüğü gibi çıkış gerilimi iletim oranının aldığı değere göre şekil almaktadır. Anlaşıldığı gibi D’nin değeri çıkış gerilimini artırma eğilimindedir. Bu da boost dönüştürücünün yükseltici tip olduğunu göstermektedir [4]. Sürekli akım modunda çalışan bir boost dönüştürücü için endüktansın akım ve geriliminin değişimi şekil.6’daki gibidir. 6 Şekil.6: Endüktans akım ve gerilim değişimi Boost dönüştürücü topolojileri olarak 4 farklı topoloji incelenmiştir. Bu topolojiler; geleneksel boost, bridgeless boost, Interleaved boost ve bridgeless interleaved boost dönüştürücülerdir. Aşağıda bu topolojilerin birbirlerine üstünlükleri tartışılacaktır. 2.2.1. Geleneksel Boost Dönüştürücü Topolojisi Geleneksel boost topolojisi uygulamalarda en çok kullanılan ve en popüler olan topolojidir. Çalışma şekli ideal boost dönüştürücüsü ile aynıdır. Şekil.7’de geleneksel boost dönüştürüşü topolojisi görülmektedir. Topolojide AC/DC dönüştürücü olarak köprü doğrultucu, anahtarlama elemanı olarak Mosfet, endüktans, diyot ve kondansatör kullanılmıştır. Bu topoloji 1kW altındaki güçler için idealdir ancak hem köprü diyot üzerinde oluşacak kayıplar hem de yüksek güçlü projeler için farklı topolojiler tercih edilmektedir. 1kW üzeri projeler için geleneksel boost yapısına paralel olarak eklenen ikinci bir boost ile çözümler oluşturulmuştur [5]. Şekil.7: Geleneksel boost dönüştürücü topolojisi. 7 2.2.2. Interleaved Boost Dönüştürücü Topolojisi Interleaved boost topolojisi, iki adet boost dönüştürücünün paralel bağlanması ile oluşturulmuş bir topolojidir. Şekil.8’de devre topolojisi gösterilmektedir. Burada anahtarlama elemanı olarak kullanılan Mosfetler 180o faz faklı olarak kotrol edilmektedir. Bu sayede anahtarlama frekansı iki katına çıkmış olur ve yüksek güçler için ideal bir çözüm üretmiş oluruz. Devrenin giriş akımı iki endüktans üzerinden akan akımların toplamıdır. Endüktanslarda oluşan dalgalanma akımları birbirini azaltma eğilimindedir. Devrenin çalışmasını inceleyecek olursak yine ideal boost dönüştürücüdeki gibi Mosfetin iletime ve kesime götürülmesiyle devrenin çalışması gerçekleşmektedir. Fark olarak paralel iki yapı bulunması ve bu yapıların anahtarlama elemanları 180o faz farklı olarak kontrol edilmektedir. Q1 iletime götürüldüğünde L1 endüktansı enerjilenecek ve Q1 kesime götürüldüğünde DA diyotu iletime geçip çıkış kondansatörünün şarj edilmesi sağlanacaktır. Aynı durum Q2 içinde tekrarlanıp bu şekilde işlem devam edecektir. Çıkıştaki kondansatör değeri devrenin zaman sabitine göre uygun seçildiğinde çıkış gerilimi sabit olarak elde edilebilecektir [5]. Şekil.8: Interleaved Boost dönüştürücü topolojisi. 2.2.3. Bridgeless Boost Dönüştürücü Topolojisi Bridgeless boost dönüştürücüsü, adından da anlaşıldığı gibi geleneksel boost dönüştürücüden farklı olarak girişinde bulunan köprü diyotun bu topolojide bulunmamasıdır. Bundan dolayıdır ki bu topolojiye Bridgeless boost topolojisi denilmektedir. Şekil.9’da bridgeless boost dönüştürücü topolojisinin temel devresi görülmektedir. Devrede köprü diyot kullanılmamıştır, bunun yerine iki adet endüktans 8 ve iki adet mosfet kullanılmıştır. Mosfetlerin ikiside aynı anda iletime ve kesime götürülmektedir. Çalışma mantığı diğer topolojilere benzemektedir. Köprü diyotsuz olması diyotta oluşacak kayıpları ortadan kaldırmıştır. Bu topolojide dezavantaj olarak, mosfetler aynı anda iletime geçirildiğinden endüktaslar da aynı anda enerjilenecektir bu yüzden de devrenin girişinden kontrol için akım geribeslemesi alınamaması söylenebilir. Bir diğer dezavantaj girişteki EMI (elektromanyetik girişim) diğer topolojilere göre daha yüksektir[5]. Şekil.9: Bridgeless boost dönüştürücü topolojisi. 2.2.4. Bridgeless Interleaved Boost Dönüştürücü Topolojisi Bridgeless boost topolojisinde olduğu gibi, bu yapıda da köprü diyot kullanılmamıştır. Diğerinden fark olarak girişteki endüktans sayısı dörde çıkarılıp ikişerli enerjilenecek şekilde her ikili grup için ikili mosfet anahtarlama elemanı kullanılmıştır. Bu topolojiye ait devre yapısı şekil.10’da görülmektedir. Burada da interleaved topolojisinde olduğu gibi mosfet grupları birbirinden 180o faz farklı olarak kontrol edilmektedirler. Giriş sinyalinin pozitif yarım periyodunda Q1 ve Q2 mosfetleri iletime götürülecek, L1 ve L3 endüktansları enerjilenecektir. Q1 ve Q2 kesime götürüldüğünde ise L1 ve L3 endüktanslarındaki enerji D1 ve D2 diyotlarını iletime götürecek, dolayısıyla kondansatör endüktanslar üzerinden şarj olmaya başlayacaktır. Bu durum aynı şekilde diğer mosfetlerin iletime geçirilip aynı işlemlerin olmasıyla devam edecektir. Bu devre yüksek güçlü uygulamalarda ideal bir çözümdür ancak devrenin maliyet olarak dezavantajı bulunmaktadır[5]. 9 Şekil.10: Bridgeless boost dönüştürücü topolojisi. 2.2.5. Kullanılacak Boost Dönüştürücü Topolojisinin Seçimi İncelenen bu dört topolojinin sonucunda, oluşacak kayıplar için tablo.2’deki grafik oluşturulmuştur. Tabloya göre kayıpların en az olduğu topoloji bridgeless interleaved boost dönüştürücü topolojisidir. Ancak bu topolojinin maliyet açısından yüksek olması nedeniyle aynı özelliklere ulaşabileceğimiz interleaved boost dönüştürücü topolojisi bu proje için kullanılacaktır. Tabloya göre bu topolojideki toplam kayıp 42.3W olarak belirlenmiştir. Tablo.2: Yarıiletken malzemelerdeki kayıplar [5]. 60 50 40 30 Geleneksel Boost (W) 20 Köprüsüz Boost (W) Interleaved Boost (W) 10 Köprüsüz Interleaved Boost (W) 0 Köprüdiyot Hızlı Diyotlar MOSFETs MOSFETs Gövde Diyotları 10 Toplam Kayıplar 2.3.Güç Faktörü Düzenleyici Teknoloji geliştikçe, elektronik gücün kullanılması basit yüklerden (akkor flamanlı lambalar, motorlar, röleler vs.) elektronik yüklere (elektronik balastlı floresan lambalar, kişisel bilgisayarlar ve birçok elektronik ev aleti) doğru bir eğilim vardır. Elektronik yeni yüklerin şebekeden çektiği akım formu eski yüklerden çok farklıdır. Bu durum gelecekte güç kaynaklarının kapasitesinde ve aynı beslemeden çalışan diğer yüklerin birbirlerini etkilemesine neden olacaktır. Eski teknoloji modern güç kaynakları şebekeden bozuk harmonikli akım çekerler. Kullandığımız bilgisayarların güç kaynakları ısıtıcı ve flamanlı lambalardan farklı olarak yumuşak bir sinüs akımı yerine darbeli bir akım çekerler. Bu kaynaklar aynı enerjiyi verebilmek için kısa sürede şebekeden akım çekerler. Sonuçta akımın tepe değerine ulaşılmış olur. Bu da kablolama ve dağıtıcılarda zorlanmaya neden olur. Bu zorlanmayı azaltmak ve güç kaynaklarının kontrol kapasitesini arttırmak için giriş güç kontrol devreleri eklenmeye başlanmıştır. Bu devreler çekilen akımın şeklini geliştirmek için eklenmektedir. İdealde giriş akımının formu giriş geriliminin formuyla aynı formda ve fazladır. Bu durumda güç kaynağının limitleri içerisinde girişten maksimum güç çekilebilir. Bu durumda güç faktörü 1.00 diyebiliriz. Günümüzdeki birçok anahtarlamalı güç kaynaklarında güç faktörü düzenleme devresi yoktur. Dolayısıyla bu cihazların güç faktörü 0,6 civarlarındadır. Ancak son dönemlerde standartların yenilenmesiyle birlikte yeni nesil güç kaynaklarında güç faktörü düzenleyici devresi bulunmaktadır. Bu sayede yeni nesil güç kaynaklarında 0,99 güç faktörü elde edilebilir ve ideal forma yakın bir akım formu elde edilebilir. Şekil.11’de güç faktörü düzenlenmeden önce şebekeden çekilen akımın, gelimin ve çıkış geriliminin grafiği görülmektedir. Görüldüğü gibi şebekeden çekilen akımın idealin oldukça uzağında ve güç faktörü oldukça düşüktür. 11 Şekil.11: Güç faktörü düzenlenmeden önce giriş akımı, giriş gerilimi ve çıkış gerilimi[6]. Şekil.12’de güç faktörü düzenlemesi yapıldıktan sonra şebekeden çekilen akım ve gerilimin grafiği gösterilmiştir. Burada da şebekeden çekilen akımın ideale yakın aynı fazda ve aynı formda olduğu görülür. Güç faktörü de yaklaşık olarak 1’e yakın bir değerdedir. Şekil.12: Güç faktörü düzenlemesi yapıldıktan sonra giriş geilimi ve akımı[6]. Günümüzde güç faktörü düzenleyici entegreleri yaygın olarak bulunmaktadır ve kullanım alanları oldukça geniştir. Neredeyse bütün elektronik eşyaların besleme devrelerinde güç faktörü düzenleyici entegresi kullanılmaktadır. Bu projede de Texas Instruments firmasının üretmiş olduğu UCC28070 güç faktörü düzenleyici entegresi kullanılacaktır. 12 2.3.1. UCC28070 Güç Faktörü Düzenleyici Entegresi UCC28070 PFC kontrol entegresi içerisinde aralarında 180o faz farklı bulunan iki adet darbe kod modülasyon (PWM) modülüne sahip, interleaved boost dönüştürücüler için tasarlanmış bir entegredir. Bu iki PWM modülü giriş ve çıkıştaki dalgalanma akımlarını önemli ölçüde azaltmaktadır. Bu sayede de giriş devresinde tasarlanacak EMI filtresi daha kolay ve ucuz tasarlanmış olacaktır[8]. Şekil.13’de UCC28070 entegresinin pin bağlantıları görülmektedir. Entegre 12V ile 21V arasında beslenebilmektedir. CSA ve CSB pinleri GDA ve GDB uçlarından hangisi aktifse o çıkışa ait mosfetin drain akım yoluna bağlı olan akım transformatörü yardımıyla mosfetin drainden yolundan akan akımın bir örneği CSA ve CSB pinlerine aktarılmış olur ve bu şekilde PWM çıkışın doluluk oranını değiştirerek güç faktörünü düzenler. Yine aynı şekilde girişteki tam dalga doğrultulmuş işaretten ve çıkıştaki DC işaretten sırasıyla VINAC ve VSENSE pinleri yardımıyla gerilim örnekleri alınarak geribesleme sağlanmış olur ve yine PWM çıkışın doluluk oranı değiştirilir. Girişten ve çıkıştan alınan işaretler gerilim bölücü dirençler yardımıyla şaseye karşı direnç üzerinden bu pinlere giriş yapılır. Bu gerilim bölücü direnç değerleri yüksek değerlikte (1MΩ ve üzeri) olmalıdır. GDA ve GDB pinleri mosfet sürücü çıkışlarıdır. Uygulanan besleme gerilimine göre aynı oranda çıkış gerilimi vermektedir. Ayrıca mosfetleri kontrol etmek için mosfet sürücü entegrede kullanılmaktadır. Şekil.13: UCC28070 pin bağlantıları[8]. 13 PWM çıkış verebildiğinden VINAC, VSENSE, CSA ve CSB pinlerinden alınan işaretler ile doluluk oranını ayarlayarak mosfetlerin iletim kesim durumlarını belirler ve bu sayede girişten ve çıkıştan çekilen akımın formunu ideale yakınlaştırır. Yükdeki değişimlere karşı çıkış geriliminde dalgalanmalar önlenmiş olur. Güç faktörü ve verim iyileştirilir. Entegre içyapısının blok diyagramı da şekil.14’de verilmiştir. Şekil.14: UCC28070 entegresi fonksiyonel blok diyagramı[8]. 14 2.4. UCC27324 Mosfet Sürücü Entegresi Yüksek hızda kapasitif yüklerdeki büyük tepe akımlarını kotrol edebilen Mosfet sürücü entegresidir. İçyapısı iki ayrı Mosfeti sürebilecek yapıdadır. Entegre üç farklı çeşitte üretilmiştir (dual noninverting, dual inverting, one inverting one noninverting). Bu projede dual noninverting yapısında olan mosfet sürücü entegresi kullanılacaktır. Şekil.15’de bu entegrenin içyapısı görülmektedir[9]. Şekil.15: UCC27324 entegresi blok diyagramı[9] Entegre uygulama gerilimi 4,5V ile 15V arasında uygulanabilir. Şebekeden çok düşük akım çekmektedir 0,3mA seviyelerinde. Çıkış akımı 4A’dir[8]. Yüksek anahtarlama hızında kontrol edilebilir. Çıkış gerilimi uygulanan besleme gerilimi ile aynı değerdedir. 15 3. PROJE TASARIM AŞAMALARI 3.1. Tasarım Hedefleri Projede hedeflerine uygun boost çevirici topolojisi olarak, şekil.16’daki interleaved boost çevirici topolojisi seçilmiştir. Bu topoloji için güç faktörü düzenleyici entegresi olarak, Texas instruments firmasısın üretmiş olduğu UCC28070 entegresi kullanılacaktır. Topolojide kullanılan anahtarlama elemanları (Mosfet) sürmek için de yine Texas instruments firmasının üretmiş olduğu UCC27324 mosfet sürücü entegresi kullanılacaktır. Proje için diğer malzemelerin seçimi (mosfet, diyotlar, çıkış kondansatörü, kontrol devresi için malzemeler vs.) bu bölümde yapılacak hesaplamalar sonucunda seçilecektir. Tablo.3’de, istenilen hedeflere ulaşmak için gerekli parametreler verilmiştir. Şekil.16: Interleaved boost dönüştürücü topolojisi. Tablo.3: Tasarım hedefleri. Parametreler Min. Max. Birim 200 250 VAC VG Giriş gerilimi VÇ Çıkış gerilimi fhat Hat frekansı GF Güç faktörü 0,99 η Maksimum yükteki verim %90 fs Anahtarlama frekansı 200 KHz IG Giriş akımı maksimum 16 A 400 40 VDC 60 Hz 3.2. Boost Endüktanslarının Belirlenmesi Güç faktörü düzenleyicisine sahip boost dönüştürücülerin özelliklerinden en önemlisi girişteki dalgalanma akımlarını düzeltip ideal forma yaklaştırmasıdır. Endüktanslardaki dalgalanma akımı oldukça yüksektir. Dolayısıyla güç faktörü düzenleyicisinin olmasıyla birlikte endüktansda oluşan dalgalanma akımları göz ardı edilebilmektedir. İnterleaved boost çeviricide kullanılacak iki tane endüktansın seçimi ile ilgili hesaplamalar aşağıda verilmiştir. Burada kullanılan D iletim oranıdır. K(D) ise giriş dalgalanma akımının endüktans dalgalanma akımına oranıdır. İletim oranı D denklem (3.1) de hesaplanmıştır [7]. = ( İ )√ Ç Ç √ = = 0.292 (3.1) K(D) hesaplanırken, iletim oranı 0,5 den küçük veya büyük olmasına göre iki farklı denklem ile hesaplanabilir. Bu denklemler denklem (3.2) ve (3.3) de verilmiştir. D ≤ 0,5 ( )= (3.2) D > 0,5 ( )= (3.3) İletim oranı 0,5’den küçük olduğundan dolayı, K(D)’nin hesaplanmasında denklem (3.2) kullanılmıştır. Denklem (3.4) de K(D)’nin hesaplanması verilmiştir. ( )= = 0.585 (3.4) Projenin çıkış gücü tasarım hedeflerinden faydalanılarak denklem (3.5) ve (3.6) da hesaplanarak bulunmuştur. = Ç Ş = İ İŞ Ç = . ( Ç Ş ( ). ). ( İ ). (3.5) ( İ ). = 0,9.16.200.0,99 = 2851,2 ≅ 2,9 (3.6) Denklem (3.6) da hesaplanan çıkış gücü değeri, tam yük altında maksimum çıkış gücü olacaktır. 17 Çıkış gücünün hesaplanmasından sonra devrede kullanılacak endüktansların tam yükteki akımları ve endüktansların minimum değerleri sırasıyla denklem (3.7) ve (3.8) de hesaplanmıştır. Ç. ∆ = , .√ ( İ ). = = . ( . , .√ . , . , = ) ( İ ). .√ ∆ . = = 11,68 . , , . .√ . (3.7) = 35,35 (3.8) Endüktansların toplam etkin akımları, denklem (3.9) da verilen formül ile denklem (3.10) da hesaplanmıştır. = = = Ç . + ∫ ( İ ) .√ . . . √ ( İ ). = 8,25 Ç ( İ ) .√ . Ç (3.9) (3.10) Hesaplamalar sonucunda endüktansın değeri minimum 35µH ve akımı da 8,25A olarak hesaplandı. Bu değerlere uygun olarak, şekil.17’de görülen coilcraft firmasının üretmiş olduğu DMT3-35-12L kodlu toroidal trafo seçilmiştir [10]. Bu trafonun minimum endüktans değeri 35 µH ve akımı 12A’dir. Şekil.17: Toroidal trafo. 18 3.3. Çıkış Kondansatörlerinin Belirlenmesi Çıkıştaki RC devresinin zaman sabiti devrenin anahtarlama frekansına göre daha yüksek olmalı aksi takdirde değişen yüke göre çıkış gerilimde azalmalar veya dalgalanmalar meydana gelebilir. Bunun için uygun çıkış kondansatörü denklem (3.11) ve denklem (3.12) de hesaplanmıştır. . Ç Ç ≥ Ç = 6.470 Ç. Ç = 2071 , (3.11) = 2820 (3.12) Hesaplama sonucunda çıkış kondansatörünün 2071µF’tan daha büyük olması istenmektedir. Bu değerde bir kondansatör olmadığından kondansatörler paralel bağlanarak bu değer elde edilebilir. Çıkış geriliminin 400VDC olduğu göz önünde bulundurularak kondansatör grubu için 470µF/450VDC değerlerinde 6 tane kondansatörün paralel bağlanmasıyla istenilen değerden daha büyük bir değer elde edilmiştir. Şekil.18’de paralel olarak bağlanan kondansatör grubu görülmektedir. Şekil.18: Çıkış kondansatörleri. Çıkış kapasitesinin belirlenmesinden sonra çıkışta oluşabilecek maksimum dalgalanma gerilimi denklem (3.13) de hesaplanmıştır. = . Ç . Ç. . . . Ç = 11,36 (3.13) 19 3.4. Mosfet ve Diyotların Belirlenmesi Boost dönüştürücü devresinde kullanılacak anahtarlama elemanları mosfet ve güç diyotlarının belirlenmesinde, mosfetler için IDS akımı, diyotlar içinde ID akımı göz önüne alınmıştır. İlk olarak mosfetler ve diyotlar için tepe akımı denklem (3.14) de hesaplandı. Ç .√ 2 = . ( İ ). + ∆ . 1,2 = 20,67 (3.14) Mosfetler için IDS akımı denklem (3.15) de hesaplandı: Ç = . ( İ ) . 2√2 2− . ( İ ) . √2 . Ç = 5,09 (3.15) Diyotlar için ID akımı denklem (3.16) da hesaplandı. = Ç . Ç = . = 3,625 (3.16) Denklem (3.15) in sonucunda Mosfet olarak 2 tane Infineon firmasının üretmiş olduğu IPW60R099CP mosfetlerinin kullanılmasına karar verilmiştir[9]. Bu mosfet ile ilgili teknik bilgi vermek gerekirse VDS gerilimi 650V, ID drain akımı 30A ve Rdson direnci 0,099Ω olarak verilmiştir. Mosfetin ID, VGS grafiği ve pin bağlantıları şekil.19’da verilmiştir. Şekil.19: IPW60R099CP ID-VGS grafiği ve pin bağlantıları[11]. 20 Kullanılacak güç diyotları için hesaplanan ID diyot akımı hesabı denklem (3.16) sonucunda ID yaklaşık olarak 4A hesaplanmıştı. Bu değer taban alınarak, Rohm semiconductor firmasının üretmiş olduğu şekil.20’de görülen silicon carbide schottky diyodu SCS110AG kodlu diyotunun kullanılması belirlenmiştir[12]. Diyotla ilgili teknik bilgi olarak; ters yön diyot gerilimi 600V, sürekli iletim durumunda diyot akımı 10A’dir. Şekil.20: SCS110AG diyotunun pin bağlantıları. 3.5. Akım Transformatörünün Belirlenmesi Akım transformatörünün seçiminde dönüştürme oranı denklem (3.14) de hesaplanan tepe akımıyla tahminen verilen IRS değerinin oranından hesaplanmaktadır. IRS değeri tahminen 200mA olarak alınmıştır. Buna göre dönüşüm oranı denklem (3.17) de hesaplanmıştır. = ≥ , = , = 103 (3.17) Dönüştürme oranı 103’den büyük olmalıdır. Buna en yakın değerde 125 değeri alınmıştır. Buna göre akım transformatörünün endüktans değeri denklem (3.18) de hesaplanmıştır. ≥ . . , . Ç ( İ ). √2 Ç = , , . , . 21 . . .√ = 1,63 (3.18) Denklem (3.17) ve (3.18) deki sonuçlara göre würth elektronik firmasının üretmiş olduğu 749251125 kodlu transformatör kullanılacaktır. Transformatörün endüktansı 3mH ve nominal akımı 10A’dir[13]. Yüksek frekanslı anahtarlamalı uygulamalar için uygundur. Şekil.21’de kullanılacak akım transformatörü görülmektedir. Şekil.21: Akım transformatörü. Akım transformatörünün şekil.22’de gösterilen sekonder devresi için oluşturulması gereken devrenin malzeme seçimi aşağıdaki formüller ve hesaplamalarla yapılmıştır. Interleaved boost çevirici olduğundan iki ayrı mosfet kolu için akım transformatörü kullanılmıştır. Şekil.20’deki devrenin aynısı diğer kol için de tasarlanmıştır. Şekil.22: Akım transformatörü sekonder devresi. RSA direncinin hesabı denklem (3.19) da verilmiştir. = , . . = , . . , , = 20,13Ω Standart bir değer olması açısından (3.19) =22Ω olarak seçildi. 22 RR direncinin hesabı denklem (3.20) de verilmiştir. ≥ . . , = = 711,33Ω , (3.20) RR direnci de standart olması için yaklaşık değer olarak 1KΩ seçildi. Akım transformatörünün resetleme voltajı denklem (3.21) de hesaplanmıştır. = . , = . ≥ 165,36 (3.21) ROA direncini hesaplayabilmek için Voff değerine ihtiyaç vardır. Bu değerde güç faktörü düzenleyici entegresinin kataloğundan bakılarak 0,2V olarak belirlenmiştir. ROA direnci denklem (2.22) de hesaplanmıştır. . = = ( , ). = 1408Ω , (3.22) ROA yaklaşık değer olarak 1,5KΩ seçildi. RTA direnci denklem (3.23) de hesaplanmıştır. . , = . = 1582Ω . , (3.23) RTA standart değer olarak 1,5KΩ seçildi. CTA kondansatörünün değeri denklem (3.24) de hesaplanmıştır. = = . . = . . . = 75,75 (3.24) CTA 100nF olarak seçildi. Uygulama notlarından CFA=220pF, CRR=4.7pF, DRA, DPA1, DPA2 diyotları 1N4148 olarak seçildi. 23 3.6. Güç Faktörü Düzenleyici Devresinin Tasarımı Güç faktörü düzenleyici entegresi olarak kullanacağımız UCC28070 entegresinin datasheet kataloğundan faydalanılarak bu tasarım yapılmıştır. Şekil.23’de GFD devresi görülmektedir. Bu bölümde devrede kullanılan malzemelerin değerleri belirlenecektir. Şekil.23: GFD devresi şeması[7]. Entegrenin VREF pin çıkışından 6V elde edilmektedir. Bu gerilim, gerilim bölücü dirençler üzerinden PKLMT pini için referans gerilim oluşturmaktadır. PKLMT pini akım trafosu için reset voltajı girişidir. Buradan alınan gerilim ile akım trafosunun reset voltajı belirlenir. RPK1 direncini 3,9KΩ alarak, RPK2 hesap yoluyla bulunur. Akım trafosunun sekonder gerilimi Vs 3.7V’a ayarlanmıştır. Buna göre RPK2 denklem (3.25) de hesaplanmıştır. . = = , . , = 6273Ω (3.25) = 6,8 Ω belirlendi. En yakın standart direnç değeri için VREF pinine bağlı olan CB2 kondansatörüde 100nF olarak belirlendi. RRT ve RDMAX dirençleri denklem (3.26) ve (3.27) de hesaplanmıştır. = , . . = , . . = 37,5 Ω (3.26) = 39 Ω Seçildi. 24 . (2. = − 1) = 3900. (2.0,97 − 1) = 36,66 Ω (3.27) = 39 Ω Seçildi. Giriş ve çıkış gerilimlerinden alınan örnekler yüksek gerilim olduğundan, kontrol devresine zarar vermemesi açısından direnç değerleri yüksek ve birbirine seri bağlı olarak oluşturulan gerilim bölücü dirençler üzerinden VSENSE ve VINAC uçlarına giriş yapılır. Seri dirençler toplamda 3MΩ olacak şekilde üç tane 1MΩ direnç seri bağlanarak oluşturulmuştur (RA=3MΩ). RAC ve RVS dirençleri eşit değerdedir. Denklem (3.28) de hesaplanmıştır. . = = 22,67 Ω (3.28) Ç En yakın standart direnç olarak 22KΩ seçilmiştir. RAC ve RVS dirençlerine paralel bağlı olan CAC ve CVS kondansatörleri 1,2nF olarak seçildi. Çıkış geriliminin çok yüksek olması durumunda entegre kendini korumaya alacaktır bunun içinde aşırı gerilim koruması vardır. Aşırı gerilim değeri denklem (3.29) da hesaplanmıştır. Bu değerin üzerine çıktığı anda entegre kendini korumaya alacaktır. = 3,18. = 436,81 (3.29) CPV kondansatörü denklem (3.30), (3.31) ve (3.32) de hesaplanmıştır. Gerilim yükselteci kazancı katalogdan bilgilerinden gmv=70µ’dir. Gerilim bölücü geri besleme kazancı; = = Ç = 0,0075 (3.30) Olarak hesaplandı. Buradan da çıkış empedansı Zç; Ç . , = . . = , . , , . , . . = 16,096 Ω (3.31) Bulundu ve CPV kondansatörü; = . . Ç = 123,6 (3.32) Standart olarak 150nF seçildi. RZV direncinin hesaplanması denklem (3.33) ve (3.34) de yapılmıştır. 25 . = . Ç . Ç. Ç . . . = . = 8,89 . (3.33) = 120 Ω . (3.34) Czv kondansatörü denklem (3.35) de hesaplanmıştır. = . = 1,5 . (3.35) RSYN, RIMO, RZCA, RZCB, CZCA, CZCB, CPCA ve CPCB elemanlarının değerleri denklem (3.36) ile (3.44) arasındaki denklemlerle hesaplanmıştır. = . . . = . , . . . = 36,56 Ω . , . (3.36) = 33 Ω Olarak standart değer seçildi. . = = = , . ) .( .√ , . Ç .√ . . . . = ) .( . , ) .( , = 130 Α = 73,82 , . = . , . , = . = , (3.37) (3.38) .√ . . = 5,97 (3.39) = 45,9 Ω (3.40) = 47 Ω Standart değer belirlendi. = Ç. . . . = 100 . = . . . . . . . = 2,33 (3.41) Katalogdan okundu. = = = = = 4,7 Ω Standart değer seçildi. = = = = 2,2 = = . . . . . . , = 4,28 Ω = 1,7 (3.42) (3.43) Olarak seçildi. . = 338,6 (3.44) 26 = = 330 Seçildi. CSS kondansatör değeri denklem (3.45) ve (3.46) de hesaplanmıştır. , = ≥ . = 338 (3.45) Olmalı, bu durumda Css; . = = 1,5 . = , = 0,888 , (3.46) Olarak belirlendi. RRDM, CCDR elemanları denklem (3.47) ve (3.48) de hesaplanmıştır. = 30 , . = = , = 10 , belirlendi. = 31,25 Ω . = 33 Ω ve . (3.47) = 208 = 220 (3.48) seçildi. 3.7. Projede Kullanılacak Malzemeler ve Maliyet Tablosu Üçüncü bölümde yapılan tasarım çalışmaları sonucunda, seçilen malzemeler tablo halinde fiyatlarıyla birlikte tablo.4’de listelenmiştir. Gerekli olan direnç ve kondansatörler bütün değer aralıklarıyla paket halinde alınmıştır. Tablo.4: malzeme ve maliyet tablosu 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Malzeme adı UCC28070 PFC kontrolör UCC27324D Mosfet Sürücü IPW60R099CP Mosfet SCS110AG Diyot GSIB2560 Köprü diyot 470uF/450V kondansatör 10x6x3 soğutucu 0805 smd direnç paket 0805 smd kondansatör paket Adet 1 1 2 2 1 6 1 1 1 27 Birim fiyat 18 TL 8 TL 42 TL 30 TL 5 TL 20 TL 10 TL 22 TL 45 TL Genel Toplam Toplam 18 TL 8 TL 84 TL 60 TL 5TL 120 TL 10 TL 22 TL 45 TL 372 TL 4. DENEYSEL ÇALIŞMALAR VE SONUÇLAR Projenin gerçekleştirilmesiyle ilgili devre çizimleri ve baskı devre şekilleri Ek.1’de verilmiştir. Yapılan çalışmanın son hali şekil.24’de görülmektedir. Şekilin üst tarafında görülen küçük kart kontrol kartı devresidir. Bu kartta bulunan güç faktörü düzenleyici entegre yardımıyla mosfetlerin anahtarlanması ve iletim süreleri belirlenmektedir. Şekil.24:gerçekleştirilen projeden bir görünüş Devrenin çalışması şu şekildedir; devreye şebekeden gerilim uygulandığında GFD entegresi anahtarlama yapmaya başlayacak ve çıkış gerilimi seviyesine göre pwm iletim süresini belirleyecektir. GFD entegresi giriş ve çıkış gerilimi, akım örneklerinden geri besleme yaparak iletim sürelerini belirlemektedir. çıkış gerilimi yükün değişimiyle ya da giriş geriliminin değişmesiyle değişebilmektedir. Entegrenin iletim süresini geri besleme yardımıyla ayarlamasıyla çıkış gerilimi değişen yüke ve giriş gerilimine karşı sabit kalacaktır. Örneğin giriş gerilimi 220V’iken çıkış gerilimi 400V olduğunu düşünelim ve yükün sabit rezistif olduğunu düşünelim. Giriş gerilimi 200V’a düştüğünde çıkış geriliminin de normalde düşmesi beklenir. Ancak GFD entegresi düşen çıkış gerilimini tekrar yükseltmek için pwm iletim süresini artıracaktır ve bu şekilde çıkış gerilimi yeniden 400V seviyesine çıkmış olcaktır. Aşağıda devre ile ilgili deneyler ve sonuçları açıklanmıştır. Devreye enerji verilmeden önce kartların öncelikli olarak testleri yapıldı. İlk olarak mosfet sürücü entegresinin çalıştırılıp, girişine sinyal jeneratöründen 13V genlikli 200khz frekansında karedalga sinyali verilerek, osiloskop yardımıyla giriş ve çıkış sinyalleri gözlendi. Bu deneyle ilgili sonuç şekil.25’de verilmiştir. Osiloskop görüntüsünde üstte olan görüntü giriş sinyali, alttaki görüntü ise mosfete tetikleme sinyali olarak uygulanacak sinyaldir. Şekil.25:Mosfet sürücüsü deneyi anahtarlama işaretleri Mosfet sürücü entegresi ve kontrol devresi için gerekli olan besleme gerilimi (+13V) harici olarak devreye uygulanmaktadır. Uygulanan besleme gerilimi ile kartın belirli yerlerinde istenilen gerilimler kontrol edildi. Kontrol kartında bulunan güç faktörü düzenleyici entegresinin Vref ucunda beklenen değer olarak 6V ve PKLMT ucunda ise 3.7V ölçüldü. Devre ile ilgili ilk kontroller yapıldıktan sonra devre şebeke gerilimiyle denenmek için şekil.26’daki düzen kuruldu. 29 Şekil.26: deneme sırasında bir görüntü Devreye +13V besleme gerilimi uygulandı ve yük olarak akkorlu lamba bağlandı. Çıkış gerilimini ölçmek için voltmetre çıkışa bağlandı. Devreye ilk olarak şebekeden transformatör aracılığı ile düşük gerilim 24V uygulanarak anahtarlama sinyali ve çıkış gerilimi voltmetre ile gözlenmek istenmiştir. Çıkış gerilimi 30V olarak ölçüldü. Anahtarlama sinyali için GFD entegresinin GDA ve GDB uçlarına osiloskop bağlandı ve oluşacak pwm sinyali gözlenmek istendi. Ancak güç faktörü düzenleyici entegresi geri beslemeli çalıştığından istenilen sinyaller oluşmadığı için pwm sinyali üretememektedir. Bunun için devreyi şebeke geriliminden direk beslemeye karar verilmiştir. Bu yüzden devre şebeke gerilimine bağlanmak için düzenek kuruldu. Yük olarak iki adet 75W’lık akkorlu lamba birbirine seri bağlanarak devrenin çıkışına bağlandı. Yine osiloskop, güç faktörü düzenleyici entegresinin çıkış uçları GDA ve GDB’ye bağlandı. Devreye enerji verildi, çıkışa bağlı olan lambalar ilk anda hafif şiddetde yanar yanmaz devrenin girişine bağlı olan sigorta atarak enerji kesildi. Devre şebekeden çıkartılıp devre üzerinde kontroller yapıldı, mosfet ve diyotların kısa devre olduğu belirlendi. Daha sonra bu malzemelerin bozulma sebeplerinin, ilk başlangıç anında çekilen yüksek akımın diyot nominal akımının üzerinde olduğu ve malzemelerin bundan dolayı bozulabileceği düşünüldü. Gerekli değişiklikler yapıldı. Diyot yerine daha yüksek nominal akıma sahip MUR20100 kodlu schottky bariyer diyodu kullanıldı ve mosfetlerde değiştirildi. Bunların yanında mosfet sürücü ve kontrol kartındaki güç faktörü düzenleyici entegresi değiştirildi ancak elimizde olmadığından dolayı akım 30 transformatörleri değiştirilemedi. Devre denenmek için tekrar düzenek kuruldu. Çıkış gerilimi ölçülmek için voltmetre çıkışa bağlandı. Devreye enerji verildi, ancak bu sefer devrenin girişindeki koruma amaçlı kullanılan sigorta atarak enerji yine kesildi. Devrede akım transformatörünün de bozulabileceği düşünülerek devrenin yeniden basılarak malzemelerin tekrar yenileriyle değiştirilmesi gerektiği düşünüldü. Ancak devre malzemelerinin temin edilememesinden dolayı tekrar gerçekleştirilemedi. 31 5. YORUMLAR VE DEĞERLENDİRME Bu proje, elektrikli araçlarda kullanılan bataryaları güvenli ve verimli bir şekilde şarj etmek için tasarlamış ve gerçekleştirilmiştir. Gerçekleştirilme kısmında karşılaşılan problem olarak anahtarlamanın düzgün yapılamadığı bu yüzden de çıkış alınamadığı gözlenmiştir. Ancak mikrodenetleyici yardımıyla uygun pwm sinyalleri oluşturularak anahtarlama yapılabilirse istenildiği şekilde çalıştırılabilir. PWM sinyalleri birbirleriyle 1800 faz farkıyla anahtarlama elemanlarına uygulanmalıdır. İletim süresi de uygun bir şekilde ayarlanmalıdır. Ek olarak geri besleme özelliği de eklenebilirse mikrodenetleyici ile güç faktörü düzenleme işlemi de gerçekleştirilebilir. Aynı zamanda çıkış gerilimi ve akımı ayarlı bir hale getirilebilir. Boost dönüştürücüler günümüzde yaygın olarak kullanılmaktadır. Özellikle LCD televizyonlarda, son zamanlarda elektrikli araçlarda kullanılan bataryalar için şarj yöntemlerinde çözüm olarak araştırılmakta ve kullanılmaktadır. Bu projeden kazanımlara gelince, öncelikle boost dönüştürücülerin nasıl formüle edildiği, giriş ile çıkış arasındaki ilişkinin nasıl olduğu öğrenildi. Boost dönüştürücüde kullanılan anahtarlama elemanlarının pwm ile nasıl kontrol edildiği ve yapılan boost dönüştürücü incelenmesinde, iletim süresinin çıkış gerilimini arttırmaya eğilimli olduğu öğrenildi. KAYNAKLAR [1]. T. Kayıklı ve A. Balıkçı, “Elektrikli Araçlarda Kullanılan Lityum-Polimer Aküler İçin Bir Şarj Cihazı Tasarımı”, [Online]. Erişim tarihi:13.02.2012, http://www.emo.org.tr/ekler/fd4a775cc33fa5b_ek.pdf/ [2]. O. Satılmış ve E. Meşe, “Elektrikli ve Hibrit Elektrikli Araçlar İçin Batarya Şarj Yöntemleri”, [Online]. Erişim tarihi: 13.02.2012, http://web.firat.edu.tr/feeb/kitap/C12/83.pdf/ [3] B. Akın, “Elektrikli Arabalarda Kullanılan li-on Akülerin Tek Fazdan Hızlı ve Verimli Şarjı İçin Güç Faktörü Düzeltmeli Dual Boost Dönüştürücü”, [Online] Erişim tarihi: 20.02.2012, http://web.firat.edu.tr/feeb/kitap/C12/15.pdf/ [4]. N. Çoruh, T. Erfidan ve S. Ürgün, “DA-DA Boost Dönüştürücü Tasarımı ve Gerçeklenmesi”, [Online]. Erişim tarihi: 16.02.2012, http://code.google.com/p/roboturk/downloads/detail?name=DA-DA Boost Dönüştürücü Tasarımı ve Gerçeklenmesi.pdf/ [5]. F. Musavi, W. Eberle ve W. G. Dunford, “Efficiency Evaluation of Single-Phase Solutions for AC-DC PFC Boost Converters for Plug-in-Hybrid Electric Vehicule Battery Chargers”, [Online]. Erişim tarihi:14.02.2012, http://66.147.244.111/~deltaqco/technical-papers/EfficiencyEvaluationofSinglePhaseSolutionsforAC-DCPFCBoostConvertersforPlug.pdf/ [6]. M. C. Kaya ve A. M. Hava, “Yüksek Güç Katsayılı Serpiştirilmiş Yükseltici GKD AC/DC Dönüştürücü”, [Online]. Erişim Tarihi:29.05.2012, http://www.emo.org.tr/ekler/c3ac11afe8cbab8_ek.pdf/ [7]. Texas Instruments, application note “UCC28070300-WInterleaved PFC PreRegulator Design Review”, [Online]. Erişim tarihi:17.02.2012. http://www.ti.com/lit/an/slua479b/slua479b.pdf/ [8]. “UCC28070 data sheet”, Texas Instruments, Dallas [9]. “UCC27324 data sheet”, Texas Instruments, Dallas [10]. “DMT3-35-12L toroid endüktans data sheet”, Coilcraft [11]. “IPW60R099CP data sheet”, Infineon, Germany [12]. “SCS110AG data sheet”, Rohm Semiconductor [13]. “749251125 current sensing transformer data sheet”, Würth Elektronik, Germany 33 EK.1: PROJE İLE İLGİLİ ŞEMATİK ÇİZİMLER VE BASKI DEVRE GÖRÜNTÜLERİ 34 1 2 3 4 A A U_boost boost.SchDoc U_charger charger.SchDoc CSA CSB Vcout Vac DrvA DrvB OUTA OUTB VCC B CSA CSB Vcout Vac DrvA DrvB OUTA OUTB VCC B C C Title D Size BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK NLBOOST DÖNÜÞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR İÇİNÝÇÝN NLELEKTRÝKLÝ ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI PROJESİ NLÞARJ ÜNÝTESÝ TASARIMI PROJESÝ Number Revision A4 Date: File: 1 2 3 24.05.2012 C:\Users\..\batterycharger.SchDoc Sheet of Drawn By: SİNAN KAZAN NLSÝNAN KAZAN 4 D 1 1 COF1 F1 PIF101 2 PIF102 fuses 1 2 3 PICON103 4 PICON104 PICON102 Con7.5mm 4 A PIRW02 PIBR102 2R2 COBR1 BR1 GSIB2560 AC COCON1 CON1 PICON101 3 CORW RW PIRW01 2 A 2 PIC2102 PIC210 COT1 T1 COD1 D1 COC21 C21 470nF 4 PIBR104 GND GSIB2560 +V -V Bridge Rectifier AC 3 PIBR103 1 PIBR101 PIT101 PIC2 01 PIC2 02 PIT104 PID103 SCS110AG D5 COD5 COC22 C22 PID502 100nF 8 COT3 T3 PIT308 1 PIT301 B 1N4007 PID901 PID902 PIPID301 R2601 PIQ102 PID10 1 PID10 2 PODrvA PODRVA DrvA D10 COD10 3 PIT303 CurrentSenseWurth Q1 COQ1 IPW60R099CP PIQ101 PIQ103 1N4007 1N4148 PID701 PID702 PIR2602 PIC1502 PIC1501 COC15 C15 4.7pf GND PIR2701 PIR2802 PIR2902 PIR2702 PIR2801 PIC1602 PIC1601 COR27 R27 22R OUTA POOUTA COD7 D7 COR29 R29 1K5 PID302 COR26 R26 1K 7PIT307 1N4148 PID501 COD31N4148 D3 GND D9 COD9 POVcout POVCOUT Vcout PID101 CoilCraftToroid PIR2901 PIR3002 COR30 R30 1K5 PIR3001 R28 COR28 1K B CSA POCSA C16 COC16 220pF GND PIC1702 PIC1701 C17 COC17 100nF POVCC VCC GND GND Vac POVAaCc PIC1802 PIC1801 T2 COT2 COC18 C18 100nF D2 COD2 PIT201 PIT204 PID203 PID201 CoilCraftToroid SCS110AG C R34 COR34 PIR3401 1K5 D6 COD6 1N4148 PIR3402 8 T4 COT4 PIT408 D4 COD41N4148 1 PIT401 PIPID401 R3101 PID402 R31 COR31 1K 7 PIT407 PIQ20 HS1 COHS1 DrvB PODrvB PODRVB heatsink_10mm 3 PIT403 CurrentSenseWurth Q2 COQ2 PIQ201 PIR3102 PIC1902 PIC1901 PIR3201 R32 COR32 22R PIR3202 C19 COC19 4.7pF PIPID602 R3 02 PID601 PIR3502 R35 COR35 1K5 PIR3501 C OUTB POOUTB D8 COD8 PID801 PID802 1N4148 R33 COR33 1K PIR3 01 PIC20 2 PIC20 1 CSB POCSB C20 COC20 220pF IPW60R099CP PIQ203 GND GND GND Title D INTERLEAVED BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ DEVRESİ NLINTERLEAVED BOOST DÖNÜÞTÜRÜCÜ DEVRESÝ Size Number Revision A4 Date: File: 1 2 3 24.05.2012 C:\Users\..\boost.SchDoc Sheet of Drawn By: SİNAN KAZAN NLSÝNAN KAZAN 4 D 1 2 3 4 A A COCON3 CON3 Vcout 1 POVCOUT Vcout PICON301 2 PICON302 PIC2301 PIC2302 3 4 PICON303 PICON304 Con7.5mm PIC2401 COC23 PIC2402 PIC2501 COC24 PIC2502 PIC2601 COC25 PIC2602 PIC2701 PIC2801 COC26 COC27 PIC2702 PIC2802 COR1 R1 PIR102 POVac POVAC Vac PIR101 PIR201 COR4 R4 PIR402 POVcout Vcout PIR401 PIR501 1M COC28 C23 C24 C25 C26 C27 C28 470u/450V 470u/450V 470u/450V 470u/450V 470u/450V 470u/450V 1M COR2 R2 COR3 R3 PIR202 PIR301 1M 1M COR5 R5 1M PIR302 COR6 R6 PIR502 PIR602 1M PIR601 NLVACin VACin NLVOUT VOUT GND VCC GND OUTB 1 N/C 2 INA 3 PIIC203 GND 4 PIIC204 INB PIIC202 GDB PIR1902 PIR20 2 GND PIZD301 PIZD302 5K6 R24 COR24 PIR2401 PIR2201 PIIC205 PIR2301 PIZD20 PIZD201 GND GND PIR2302 GND GND PIR1901 PIR2402 R22 COR22 PIR2202 10K COR21 R21 PIR2101 PIR2102 10K PIIC207 PIR20 1 COR20 R20 10K GND 8 7 6 PIIC206 5 PIIC208 PIC1301 PIC1302 COR19 R19 10K UCC27324D N/C OUTA VDD OUTB OUTA PO UTB PO UTA IC2 COIC2 PIIC201 GND P2 COP2 B GDA GND COR23 R23 COC13 C13 100nF 5K6 1 VACin PIP203 3 GDB PIP205 5 GDA PIP207 7 PIP209 9 GND PIP2011 11 PIP2013 13 PIP2015 15 VOUT PIP2017 17 PIP2019 19 PIP201 ZD3 COZD3 5V DrvA PODrvA PODRVA VCC DrvB PODrvB PODRVB CSB POCSB POCSA CSA COZD2 ZD2 5V 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 B PIP202 VACin PIP204 GDB PIP206 NLGDB GDA NLGDA PIP208 VCC POVCC PIP2010 NLGND GND PIP2012 CSB POCSB POCSA CSA PIP2014 PIP2016 VOUT PIP2018 PIP2020 Header 10X2 C C CON2 COCON2 1 2 PICON201 PICON202 2*7.5mm con R25 COR25 PIR2501 PIR2502 22R PIC1401 PIC1402 C14 COC14 22uF PIZD102 PIZD10 VCC POVCC ZD1 COZD1 13V GND Title D INTERLEAVED BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ DEVRESİ NLINTERLEAVED BOOST DÖNÜÞTÜRÜCÜ DEVRESÝ Size Number Revision A4 Date: File: 1 2 3 24.05.2012 C:\Users\..\charger.SchDoc Sheet of Drawn By: SİNAN KAZAN NLSÝNAN KAZAN 4 D 1 2 3 4 A A GND GND PIR702 PIR802 COR7 R7 39K VOUT VACin PIIC102 PIC1201 PIC1 01 PIC1202 C11 COC11 150nF PIC1 02 PIR1601 B PIR1301 PIC801 COC8 C8 1.2nF PIC802 GND COR13 R13 PIC901 22K COC9 C9 PIR1302 GND 1.2nF PIC902 GND PIR1401 1 2 3 PIIC103 4 PIIC104 5 PIIC105 6 PIIC106 7 PIIC107 8 PIIC108 9 PIIC109 10 PIIC101 220pFPIC10 1 COR14 R14 COC10 C10 PIC10 2 22K PIR1402 GND GND PIR1501 CSA NLCSA NLCSB CSB C12 COC12 1.5uF PIIC1010 PIR1701 PIR1802 COR15 R15 COR16 COR17 COR18 R16 R17 R18 33K 120K PIR1502 PIR1602 GND GND GND 47K UCC28070PW DMAX RT SS GDB GND VCC GDA VREF CAOA CAOB PIR1801 PIR801 20 19 18 PIIC1018 17 PIIC1017 16 PIIC1016 15 PIIC1015 14 PIIC1014 13 PIIC1013 12 PIIC1012 11 GND GND PIC201 PIC202 C1 COC1 1.5uF C2 COC2 100nF PIIC1020 PIIC1019 NLGDB GDB VCC NLVCC GDA NLGDA B PIIC1011 PIR902 33K PIR1702 GND CDR RDM VAO VSENSE VINAC IMO RSYNTH CSA CSB PKLMT PIC101 PIC102 COR8 R8 39K PIR701 COIC1 IC1 GND COR9 R9 PIR1 02 3K9 PIR901 PIR10 2 R12 COR12 4K7 4K7 COR10 R10 PIR10 1 PIC301 PIC302 GND GND GND PIR1202 R11 COR11 6K8 C3 COC3 100nF PIC401 PIC402 C4 COC4 330pF GND PIR1 01 PIC501 PIC502 C5 COC5 2.2nF GND PIC601 PIC602 C6 COC6 330pF GND PIR1201 PIC701 PIC702 C7 COC7 2.2nF GND P1 COP1 C VACin GDB GDA VCC GND CSB CSA VOUT PIP101 PIP103 PIP105 PIP107 PIP109 PIP1011 PIP1013 PIP1015 PIP1017 PIP1019 1 3 5 7 9 11 13 15 17 19 C 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 PIP102 VACin NLVACin PIP104 GDB PIP106 GDA VCC PIP108 PIP1010 GND NLGND PIP1012 CSB PIP1014 CSA PIP1016 VOUT NLVOUT PIP1018 PIP1020 Header 10X2H Title D KONTROL KARTI DEVRESİ NLKONTROL KARTI DEVRESÝ Size Number Revision A4 Date: File: 1 2 3 24.05.2012 C:\Users\..\kontrolkartışema.SchDoc Sheet of Drawn By: SİNAN KAZAN NLSÝNAN KAZAN 4 D EK.2: STANDART VE KISITLAR FORMU 35 Karadeniz Teknik Üniversitesi Mühendislik Fakültesi Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümü STANDARTLAR VE KISITLAR FORMU Tasarım Projesinin hazırlanmasında Standart ve Kısıtlarla ilgili olarak, aşağıdaki soruları cevaplayınız. 1. Projenizin tasarım boyutu nedir? Açıklayınız. Tasarım projesi gerçekleştirilmiş boyuttadır. 2. Projenizde bir mühendislik problemini kendiniz formüle edip, çözdünüz mü? Hayır, çeşitli kaynaklar üzerinden çalışılmıştır ancak deney esnasında karşılaşılan problemler çözülmeye çalışılmıştır. 3. Önceki derslerde edindiğiniz hangi bilgi ve becerileri kullandınız? Endüstriyel elektronik dersinde öğrenilen dönüştürücüler ve kontrolleri konularından faydalanılmıştır. 4. Kullandığınız veya dikkate aldığınız mühendislik standartları nelerdir? Türkiye’de kullanılan şebeke frekansı ve gerilimi dikkate alınarak, proje 200-250VAC geriliminde ve 4060Hz frekansında çalışabilecek şekilde tasarlanmıştır. 5. Kullandığınız veya dikkate aldığınız gerçekçi kısıtlar nelerdir? a) Ekonomi Gerçekleştirilen projede, kalite yüksek tutulup uygun maliyette üretilmesi amaçlanmıştır. b) Çevre sorunları: Projenin kullanım alanlarında elektrikli araçların bataryalarını şarj etmek olduğundan, bu proje elektrik enerjisini verimli kullanarak elektrikli araçlardaki bataryaları hızlı ve verimli bir şekilde şarj edecek ve dolayısıyla elektrik enerjisi verimli bir şekilde kullanılmış olacaktır. c) Sürdürülebilirlik: Günümüzde elektrikli araçlar üzerinde hızını arttırma, batarya şarj yöntemlerinin geliştirilmesine yönelik çalışmalar yapılmaktadır. Bu çalışmalar ışığında şarj cihazlarının geliştirilmeye açık olduğu düşünülmektedir. d) Üretilebilirlik: Proje hedeflerinin gerçekleştirildiği takdirde elektrikli araçlar için batarya şarj cihazı olarak üretimi yapılabilir. e) Etik: Etik, bu bitirme tezinin hazırlanmasında en önemli kıstaslarımızdandır. Bu yüzden yapılan alıntılar özellikle belirtilmektedir. f) Sağlık: Sağlık açısından herhangi bir zararı öngörülmemiştir. g) Güvenlik: Proje gerçekleştirilmesinde güvenliğe önem verilmiştir. Çalışılan gerilim yüksek olduğundan ve yüksek akım çekebileceğinden devrenin girişine yüksek akıma karşı sigorta kullanılmıştır. Soğutucularda ise anahtarlama elemanlar izole edilerek oluşabilecek tehlikeler önenmiştir. Projenin Adı Projedeki Öğrencilerin adları Tarih ve İmzalar BOOST DÖNÜŞTÜRÜCÜ KULLANILARAK ELEKTRİKLİ ARAÇLARDA KULLANILAN BATARYALAR İÇİN ŞARJ ÜNİTESİ TASARIMI Sinan KAZAN ÖZGEÇMİŞ Sinan Kazan 15.02.1988 tarihinde Trabzon/Of’ta doğdu. Yakacık Endüstri Meslek Lisesi Elektronik bölümünü 2005 yılında bitirdikten sonra önlisans eğitimini Anadolu Üniversitesi Elektronik Haberleşme bölümünden 2007 yılında bölüm birinciliği ile mezun olarak tamamladı. 2009 yılında Karadeniz Teknik Üniversitesi Elektrik– Elektronik Mühendisliği bölümünü kazandı ve halen lisans eğitimine devam etmektedir. 36
