ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ 11 -17 Eylül 1995 BURSA . TMMOB ELEKTRİK MÜHENDİSLERİ ODASI ULUDAĞ ÜNİVERSİTESİ MÜHENDİSLİK MİMARLIK FAKÜLTESİ ELEKTRONİK MÜHENDİSLİĞİ BÖLÜMÜ TÜBİTAK ISBN : 9 7 5 - 3 9 5 - 1 5 4 - X Baskı : KARE AJANS & MATBAACILIK ütrosyolu, 2. Matbaacılar Sanayi Sitesi C Blok No : 4 NC 25 Topkapı - istanbul Tel : (0212) 544 09 79 - 544 92 85 O N S O Z TMMOB Elektrik Mühendisleri Odası, Uludağ Üniversitesi Mühendislik-Mimariık Fakültesi Elektronik Mühendisliği Bölümü ve TÜBiTAK'ın işbirliği ile 11-17 Eylül 1995 tarihleri arasında düzenlenen Elektrik Mühendisliği 6.Ulusal Kongresine hoşgeldiniz. Hazırlık çalışmaları yaklaşık bir yıl önce başlayan Kongreye, Üniversitelerimiz, araştırma ve endüstri kurumlarında çalışan meslektaşlarımız büyük ilgi göstermiş ve toplam 450 civarında bildiri başvurusu olmuştur. Aydınlatma Tekniği, Ar-Ge ve Teknoloji Üretimi, Bilgisayar ve Kontrol, Devreler ve Sistemler, Elektronik, Elektromagnetik Alanlar ve Mikrodalga Tekniği, Elektrik Makinalan, Elektrik Enerji Üretimi ve Dağıtımı, Eğitim, Güç Elektroniği, Haberleşme Tekniği ve Sistemleri, Ölçme Tekniği, Tıp Elektroniği ve Yüksek Gerilim Tekniği konularına göre ayrılan bildiriler, yürütme kurulunca belirlenen değerlendirme kuralları çerçevesinde uzmanlarca değerlendirilerek, yaklaşık 300 kadarının oturumlarda sunulması uygun bulunmuştur. Üç Ayrı ciltte toplanan bildirilerin, Aydınlatma Tekniği, Enerji Üretim, İletim ve Dağıtımı.Yüksek Gerilim Tekniği, Güç Elektroniği, Elektrik Makinaları birinci ciltte, Elektronik, Elektromağnatik Alanlar ve Mikrodalga Tekniği, Haberleşme Tekniği ve Sistemleri, Ölçme Tekniği, Tıp Elektroniği ikinci ciltte, Bilgisayar ve Kontrol, Eğitim ve diğerleri üçüncü ciltte yer almıştır. EMO ve Üniversitelerin temsilcilerinin yanısıra kamu ve özel sektör temsilcilerinin de yer aldığı Kongre Danışma Kurulu'nca belirlenen görüşler çerçevesinde, Elektrik-Elektronik Mühendisliğini ilgilendiren çeşitli konularda paneller ve çağrılı bildiriler de düzenlenmiş bulunmaktadır. Türkiye'de Elektrik-Elektronik Sanayinin Konumu, AB İle Bütünleşmesi ve Perspektifler, ElektrikElektronik Mühendisliğinde Eğitim, Altyapı Hizmetleri Özelleştirme ve Düzenleyici Erk, Türkiye'nin Elektrik Enerji Sisteminde Yapısal Değişiklikler ve Politikalar konulu paneller ve Bilgi Çağının Anahtar Teknolojisi; Mikroelektronik, Mikrodalga Enerjisinin Endüstriyel Uygulamaları, Bilgi Toplumu ve Internet, Elektrik-Elektronik sanayinin Gelişiminde Ar-Ge'nin Önemi, Nükleer Güç Santrallerinin İşletmesindeki Teknik Sorunlar ve Çevre Konulu çağrılı bildirilerle konuların tartışılacağı, bilimsel yaklaşımlarla çözüm ve önerilen geliştirileceği, ilgili kurum ve kuruluşlara önemli katkılar sağlayacağı inancındayız. Kongrede çağrılı bildiri ve panellere katılarak değerli katkılarda bulunacak değerli bilim adamları ile özel ve kamu kuruluş yetkililerine sonsuz teşekkürlerimi sunuyorum. Bugüne kadar iki yılda bir düzenli olarak yapılan, bilimsel niteliği ve katılımı giderek artan Elektrik Mühendisliği Ulusal Kongresi, Ülkemizde yapılan bilimsel ve teknolojik çalışmaların nitel ve nicel özelliklerini yansıtması bakımından önem arzetmektedir. Kongrenin, izleyiciler ve delegeler için başarılı olmasını, ülkemizin bilimsel ve teknolojik çalışmalarına yön ve ivme vermesini diliyor, hazırlık çalışmalarımıza özenle katkı sağlayan değerli TMMOB Elektrik Mühendisleri Odası Yönetim Kuruluna, Elektrik Mühendisleri Odası Bursa Şubesi Yönetim Kuruluna ve Çalışanlarına, Bilim Kurulu, Danışma Kurulu, Yürütme Kurulu ve Sosyal İlişkiler Komisyonu üyeleri ile emeği geçen tüm arkadaşlarımıza destek ve katkıları için teşekkür ediyorum. Prof. Dr.Ali OKTAY Yürütme Kurulu Başkanı ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6.ULUSAL KONGRESİ YÜRÜTME KURULU Prof. Dr.Ali OKTAY Prof.Dr.Ahmet DERVİŞOĞLU Prof.Dr.R.Nejat TUNCAY Teoman ALPTÜRK Faruk KOÇ Haluk ZONTUL Ömer ADIŞEN EmirBİRGÜN Sevim ÖZAK Yakup ÜNLER Osman AKIN H.İbrahim BAKAR (U.Ü. - Başkan) (İTÜ) (EMO Başkanı) (EMO Bursa Şube Başkanı) (EMO Yön.Kur. Üyesi) (U.Ü.) (EMO-Bursa Şube Yön.Kur.Yazman Üyesi) (EMO-Bursa Şube Yön.Kur. Üyesi) (EMO-Bursa Şubesi) (EMO-Bursa Şubesi) (EMO-Bursa Şubesi) TMMOB ELEKTRİK MÜHENDİSLERİ ODASI BURSA ŞUBESİ YÖNETİM KURULU Başkan Başkan Yrd. Yazman Sayman Üye Üye Üye Faruk KOÇ İsmail Yalçın AKTAŞ EmirBİRGÜN Bahri KAVİLCİOĞLU Sevim ÖZAK Tuncay HIZLIOĞLU Cem ÖZKAN TMMOB ELEKTRİK MÜHENDİSLERİ ÇDASI BURSA ŞUBE GÖREVLİLERİ Kemal ERTUĞRAN Kemal KARAKAŞ Raziye BEĞEN Meliha DEMİR Hüseyin GÖK : Kongre-Fuar Sorumlu Mühendisi : Proje Denetim ve Test Mühendisi : Sekreterya Sorumlusu : Muhasebe Görevlisi : Şube Görevlisi SOSYAL ETKİNLİKLER KOMİSYONU İnci BECEREN Sabiha CESUR Bekir DAĞLAROĞLU Gülsemin GÜNEŞ Muvaffak KARAHAN Önder SERHATLI ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ • I - BİLİMSEL DEĞERLENDİRME KURULU •AKÇAKAYA Ergül, Prof.Dr.(İTÜ) • AKPINAR Sefa, Prof.Dr. (KTÜ) • ANDAY Fuat, Prof.Dr.(İTÜ) • ATAMAN Atilla, Prof.Dr. (YTÜ) • AYGÖLÜ Ümit, Prof.Dr.(İTÜ) • AŞKAR Murat, Prof.Dr.(ODTÜ) • BAYRAKÇI H.Ergün, Prof.Dr.(UÜ) • BURŞUK A.Fahri, Prof.Dr. (İÜ) BİR Atilla, Prof.Dr.(İTÜ) • CANATAN Fatih, Prof.Dr.(ODTÜ) CERİDÖmer, Prof.Dr.(BÜ) ÇETİN İlhami, Prof.Dr.(İTÜ) ÇİFTÇİOĞLU Özer, Prof.Dr. (İTÜ) DALFEŞ Abdi, Prof.(İTÜ) DEMİRÖREN Ayşen, Yrd.Doç.Dr.(İTÜ) DERVİŞOGLU Ahmet, Prof.Dr.(İTÜ) ERTAN H.Bülent, Prof.Dr.(ODTÜ) ERTAŞ Arif, Prof. Dr.(ODTÜ) ERİMEZ Enise, Prof.Dr. (İTÜ) FADIL Salih, Yrd.Doç.Dr.(OÜ) GÖKMEN Muhittin, Prof.Dr.(İTÜ) GÖNÜLEREN Ali Nur, Prof.Dr.(İTÜ) GÜLGÜN Remzi, Prof.Dr.(YTÜ) GÜNAN Hasan, Prof.Dr.(ODTÜ) GÜNEŞ Filiz, Prof.Dr.(YTÜ) GÜRLEYEN Fuat, Doç.Dr.(İTÜ) GÜVEN Nezih, Doç.Dr.(ODTÜ) GÜZELBEYOGLU Nurdan, Prof.Dr.(İTÜ) HARMANCI A.Emre, Prof.Dr. (İTÜ) İDEMEN Mithat, Prof. Dr.(İTÜ) |DER Y.Ziya, Prof.Dr. (ODTÜ) İNAN Kemal, Prof.Dr.(ODTÜ) KALENDERLİ Özcan, Yrd.Doç.Dr.(İTÜ) - KASAPOĞLU Asım, Prof.Dr.(YTÜ) - KAYPMAZ Adnan, Doç. Dr. (İTÜ) - KORÜREK Mehmet, Doç.Dr.(İTÜ) - KUNTMAN H.Hakan, Prof.Dr.(İTÜ) - LEBLEBİCİOĞLU Kemal, Prof.Dr.(ODTÜ) - MERGEN Faik, Prof.Dr.(İTÜ) - MORGÜL Avni, Prof.Dr.(BÜ) -OKTAYAli, Prof.Dr.(UÜ) - ONAYGİL Sermin, Doç. Dr.(İTÜ) - ÖNBİLGİN Güven, Prof.Dr.(19 MAYIS Ü) - ÖZAY Nevzat, Prof. Dr. (ODTÜ) - ÖZDEMİR Aydoğan, Doç.Dr.(İTÜ) - ÖZKAN Yılmaz, Prof. Dr. (İTÜ) - ÖZMEHMET Kemal, Prof.Dr.(9 EYLÜL Ü) - PANAYIRCI Erdal, Prof.Dr. (İTÜ) - RUMELİ Ahmet, Prof.Dr.(ODTÜ) - SANKUR Bülent, Prof.Dr.(BÜ) - SARIKAYALAR Şefik, Prof.(YTÜ) - SEVAİOĞLU Osman, Prof.Dr.(ODTÜ) - SEVERCAN Mete, Prof.Dr. (ODTÜ) - SOYSAL A.Oğuz, Prof.Dr.(İÜ) - ŞEKER Selim, Prof. Dr. (BÜ) - TACER Emin, Prof. Dr.(İTÜ) - TANIK Yalçın, Prof.Dr.(ODTÜ) - TARKAN Nesrin, Prof.Dr.(İJÜ) - TOPUZ Ercan, Prof.Dr.(İTÜ) - TUNCAY R.Nejat, Prof.Dr. (İTÜ) - TÜRELİ Ayhan, Prof.Dr.(ODTÜ) - ÜÇOLUK Metin, Prof.Dr.(İTÜ) -YAZGAN Erdem, Prof.Dr.(HÜ) - YÜCEL Metin, Prof. (YTÜ) - YÜKSEL Önder, Prof. Dr. (ODTÜ) - YÜKSELER Nusret, Prof.Dr.(İTÜ) ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - II - DANIŞMA KURULU - AKÇAKAYA Ergül (Prof.Dr.-İTÜ) - AKKAŞLI Nevzat - ALADAĞLI Tunç (Nergis A.Ş.) - ALGÜADİŞ Selim (EKA) - ARABUL Hüseyin (EMSAD) - ARGUN Tanju (TESİD) - ATALI İbrahim (EMO Adana Şube) - ATEŞ Mustafa (TEDAŞ) - AVCI M.Naci (Organize Sanayi Bölgesi) - BAYKAL Faruk (Nilüfer Belediye Başkanı) - BERKOĞLU İsmail (PTT Bölge Başmüdürü) - BOZKURT Yusuf (MEES) - BİRAND Tuncay (ODTÜ) - CAN ER Süleyman (Çanakkale Seramik) - CEYHAN Mümin - CEYLAN Arif - ÇALIM Yavuz (TEAŞ Müessese Müdürü) - DRAMA Mehmet (TEDAŞ) - DURGUT Metin (EMO Merkez) - GÖREN Sunay (Siemens) - HARMANCI Emre (Prof.Dr.-İTÜ) - ISPALAR Ayhan (EMKO) - KAYA Ersin (Kaynak Dergisi) - KAŞIKÇI İsmail (Almanya) - KIRBIYIK Mehmet (Prof.Dr.-U.Ü.Müh.Mim.Fak.Dekanı) - KUZUCU Mehmet (TOFAŞ Elk.Eln.Tesis Servis Şefi) - MUTAF M.Macit (EMO İzmir Şube) - OKAT ismail (TEDAŞ Bursa Müessese Müdürü) - OKUMUŞ Necati(TEDAŞ) - OKYAY Nursel (TEDAŞ) - ÖZMEHMET Kemal (Prof.Dr.-9 Eylül) - ÖNBİLGİN Güven (Prof.Dr.-19 Mayıs Ü.) - PUCULAOĞLU Mustafa (EMO Merkez) - RAŞİTOĞLU Mithat (TEDAŞ) - SÖNMEZ Ali Osman (Ticaret ve Sanayi Odası Başkanı) - TERZİOĞLU TosunfTÜBİTAK) - YAZICI Ali Nihat (EMO Merkez) - YEŞİL Hüseyin (EMO İstanbul Şube) - YÜCEL Behçet - YÜKSELER H.Nusret (Prof.Dr.-İTÜ) - YURTMAN Naşit (Oyak Renault Fab.Teknik Servis Bakım Müdürü) - YİĞİT Ali (EMO Ankara Şube) - ZÜMBÜL İsmail ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - III - 6/2.-2) TÜMDEVRE ÜRETİM ORTAMINDA KULLANILAN İNCE FİLMLERİN PLAZMA DESTEKLİ AŞINDIRILMASI Sema İmrahorilyas, Ali S. Ertuğrul, Esra Eralp TÜBİTAK MAM YİTAL Gebze 41470 KOCAELİ ÖZET: Bu çalışmada tümdevre üretim süreçlerinde kullanılan poiisilisyum, alüminyum, ısıl veya depolama yöntemi ile büyütülmüş katkılı silisyumdioksit filmlerin reaktif iyon aşındırma tekniği ile seçici aşındırılması denemeleri gerçekleştirilmiş ve YİTAL'de geliştirilen CMOS sürecine uyarlanmıştır.Aşındırma işlemindeki değişkenler (güç, basınç, gaz akışı) aşınma hızı, seçicilik ve yöbağımlılık açısından optimize edilmişlerdir. (yönbağımlı) kuru yöntemler kulllanılmaktadır (Şekil 1). Ayrıca, aşındırılacak filmin aşınma hızının, gerek maskeleme malzemesine gerekse alttaki tabakanın aşınma hızına oranının bir ölçüsü olan seçicilik, doğru desen aktarımı için önemli bir kriterdir İM. Bu çalışmada aşındırma işlemleri reaktif iyon aşındırma ile yapılmıştır. 1) GİRİŞ 1.1) Aşındırma Film Aşındırma, silisyum taban (pul) yüzeyinin veya bu taban üzerindeki ince film tabakalarının inceltilmesi veya tamamen alınması işlemidir. Aşındırma sürecinde amaçlanan, maskede tanımlanan desenlerin yüksek doğrulukta pula aktarılmasıdır. Aşındırma işlemi, tamamıyla kimyasal olan ıslak yöntemlerle veya tamamen fiziksel tozutma mekanizmasının yada fiziksel ve kimyasal mekanizmaların birlikte işlediği kuru yöntemlerle gerçekleştirilir. Islak aşındırma işlemlerinde aşınmanın her yönde olması (yönbağımsız) ve küçük boyutlarda kimyasal difüzyonunun güçlüğü nedenleriyle günümüz teknolojilerinde aşınmanın dik bileşeninin çok daha baskın olduğu a) Yönbağımlı Film Şekil 1.) Aşındırma b) Yönbağımsız 1.2) Reaktif İyon Aşındırma Reaktif iyon aşındırma, plazma temelli olup fiziksel tozutma mekanizması ile parçacıkların kimyasal süreçlerinin bir bileşimi olarak karakterize edilen kuru aşındırma işlemidir. Bu tür sistemlerde aşındırılacak filme uygun olarak seçilen gaz veya gazlar asimetrik elektrotlar arasına gönderilir ve küçük elektrot üzerine RF işareti uygulanarak plazma ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 503 - oluşturulur. Sistem asimetrik olduğu için küçük elektrot, uygulanan işaret periyodunun çok büyük bir bölümünde plazmaya göre negatif olarak yüklenir. Böylelikle, plazma içersinde, elektron çarpması sonucu pozitif olarak iyonlaşan gaz atom yada molekülleri küçük elektroda doğru sürülürler. Aşındırılacak pul küçük elektrot üzerine yerleştirilir ve aşındırılması istenmeyen bölgeleri maske (organik ışığa duyarlı malzeme) ile korunur. Pula doğru yönelen ve kimyasal olarak aktif hale gelmiş parçacıklar açık yüzeylerle tepkimeye girerek uçucu ürünler oluştururlar. Bu şekilde maske ile korunmayan bölgelerin aşındırılması gerçekleştirilir. Ayrıca kullanılan maskeleme malzemesinin organik olması ve uygun gazların seçilmesi ile aşındırılan desenlerin yan yüzeylerinde polimer oluşması sağlanır. Bu da aşınmanın yanlızca tabanda gerçekleşmesine ve yan yüzeylerin korunmasına neden olur. Böylelikle aşınma büyük ölçüde dik yönlü gerçekleşir 121. (Şekil 2). Gücün artmasıyla birlikte plazma içersindeki iyonlaşma oranı ve buna bağlı olarakta kendinden kutuplama gerilimi artacaktır. Bunun sonucu olarak hem aşındırmanın fiziksel yönü olan tozutma mekanizması hızı hem de reaktif parçacıkların çoğalmasıyla kimyasal reaksiyon hızı artacaktır. Bu artış belli bir noktaya kadar devam etmektedir. Bu noktadan sonra, artan reaktif iyonlara Karşın yüzeyde reaksiyona girenlerin doymaya ulaşması ve tozutma sonucu oluşan, uçucu olmayan ürünlerin yüzeye geri depolanması ile birlikte aşınma hızı sabit kalır. Basıncın artmasıyla aşınma hızının azaldığı gözlenmiştir (Şekil 2).Basıncın artması plazma içersindeki parçacıkların ortalama 1400 i Aşınma Hızı (A/dak) 1200 • 1000 • 800 / A / 600 • 400 , ^ , nt -—*> 100 200 2) İnce Filmlerin Reaktif İyon Tekniği İle Aşındırılması Şekillendirme sırasında kritik boyut kontrolü gerektiren polisilisyum, alüminyum,ısıl büyütülmüş veya depolanmış katkılı ve katkısız oksit filmlerin aşındmlması aşağıda ayrı ayrı incelenecektir. 2.1) Silisyumdioksidin Aşındırılması Isıl ve depolanmış oksit aşındırma işlemlerinde oksijen (O2) ve triflorometan (CHF3) gazı kullanılmıştır İZİ. Denemeler sırasında gücün artmasıyla birlikte aşınma hızının arttığı gözlenmiştir 200 u ^ nç— 300 400 500 Güç(W) —•— 100mT —•— 200mT -- — 3 5 0 m T 500mT —*— 750mT -••—1000mT Şekil 2) Güç ve Basıncın Değişimine Karşı Aşınma Hızı serbest yollarını kısalttığı için iyonlaşma ile sonuçlanan çarpışmalar azalır. Bu da reaktif iyonların ve tozutma mekanizması hızının azalmasına neden olur. Sabit güçte, CHF3 gaz akışının artmasıyla birlikte aşınma hızı azaimıştır(Şekil 3). Bu durum yüzeyde karbon ve flor atomlarının bir polimer tabakası oluşturmasıyla ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 504 - açıklanmaktadır. Gaz akış hızı arttıkça polimer depolanma hızı da artar ve aşınma hızı azalır. Işığa duyarlı malzemenin (fotorezist) aşınma hızının, oksit aşınmasında olduğu gibi, gücün artmasıyla arttığı ve basıncın artmasıyla azaldığı gözlenmiştir. Bu malzeme organik olduğu için oksijen akışının artması,aşınma hızını çok büyük ölçüde artırmıştır. Aşınma Hızı (A/dak) 30 50 70 CHF3 Akış Oranı (sccm) Şekil 3.) CHF3 Akış oranına Karşı Aşınma Hızı Bu denemeler sonucu ısıl ve katkılı oksit aşındırma işlemleri 300VV güçte, 80 mTorr basınçta, 70 sccm CHF3 ve 5 sccm O2 gaz akışlarında yapılmaktadır. Bu işlemin oksitfotorezist seçiciliği 2:1'dir. 2.2) Polisilisyumun Aşındırılması MOS tümdevre üretiminde tranzistorlarm elektriksel özelliklerini belirleyen en önemli parametre geçit uzunluğudur. Bu nedenle geçit malzemesi olarak kullanılan ve çok ince (425-250 A) geçit oksidi üzerinde büyütülen polisilisyumun aşındırılmasında boyut kontrolü ve okside olan seçicilik büyük önem taşımaktadır. 3u tümdevre sürecinin gerçekleştirilmesinde polisilisyum SF6 ve O2 gazları kullanılarak aşındırılmıştır. SF6 okside karşı iyi bir seçicilik göstermesine rağmen yükleme etkisi (aşındırılacak yüzeyin toplam yüzeye oranı) problemleri ile karşılaşılmıştır. Aşınma hızı silisyum pulun kenarlarında daha hızlı ortasında daha yavaş gerçekleşmekte, polisilisyum kenarlarda tamamen uzaklaştırıldığında oluşan hatların yan yüzeyleri işlemin tam yön bağımlı olmaması nedeniyle daha fazla reaktif parçacığa maruz kalarak hatlarda incelmeye yol açmaktadır. Bu durum elde edilen MOS yapıların geçit uzunluklarının farklı olmasına neden olmaktadır. 1.5u tümdevre sürecinde bu aşındırma yeterli olmadığından yönbağımlılığı daha etkin olan klor ve flor kimyasının birlikte işlediği süreçler polisilisyumun aşındırılması için optimize edilmeye çalışılmıştır. Bu amaçla Cl2 ve C2F6 gazları seçilmiştir. Elekton çarpışması sonucu klor gazı klor atomlarına, C2F6 ise CF3 radikallerine ayrışmaktadır. Bu reaktif parçacıklar polisilisyum yüzeyinde iki türlü reaksiyon meydana getirirler; Si + x C I ^ SiClx (1) CF3 + Cl -> CF3CI (2) İyon bombardımana maruz kalan yüzeylerde ikinci reaksiyon ürünü tekrar CF3 ve Cl reaktiflerine dönüşürken aşınmayı sağlayan birinci reaksiyon baskın olmakta, iyon bombardımanının olmadığı yan yüzeylerde ise CF3CI aşınmayı engelleyici bir rol oynamaktadır. Böylelikle aşındırma yönbağımlı gerçekleşir. Bu gazlarla yapılan ilk denemelerde tüm yüzeyde üniform aşınma hızını sağlayacak gaz karışım oranı tespit edilmiştir. Şekil 4'de verilen grafikte gaz karışım oranları ile aşınma hızı ilişkisi gösterilmektedir. %90 Cl 2 oranı ile tüm pul yüzeyinde üniform bir aşınma sağlanmış olup okside ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 505 göre büyük bir seçicilik (15:1) elde edilmiştir. SEM görüntülerinde yapılan incelemede hatların kısmen yönbağımlı aşındırıldığı gözlenmiştir. Bu nedenle basınç ve güç parametrelerinin değiştirilmesi ile gerekli yönbağımlı aşındırma çalışmaları sürdürülmektedir. AanrraHa tümdevrelerin oksit ve alüminyum aşındırma işlemleri bu denemeler sonucu diğer süreç adımları ile uyumlu hale getirtilerek oturtulmuştur. Polisıliyum aşındırma denemeleri ise devam etmektedir. 3) Kaynakça İM Wolf S.. Tauber R.N. Silicon Processing For The VLSI Era. Vol 1 Bölüm 16, Lattice Press. 1986 121 Chapman B.. Glow Discharge Processes. Jhon VVİley andSons. 1980 13/ Lehman H.W.. Profile Control by Reactıve Sputter Etching, J. Vac. Scı. Technol. 15(2) . Mar-Apr 1978. n; '•-İT' • '-'•V. • Sema İmrahorilyas '981 yılında Boğaziçi Üniversitesi Muhenaısiık FaKuitesı Kimya Bölümünden Lisans derecesi :le mezun oidu. 1985'aen beri YİTAL'de fotorezıst ve aşındırma konularında araştırıcı olarak çalışmaktadır. 02 Yüzdesi Süreç Parametreleri TGD am Gaz Akış Hızı 45 sccm Guc 120 W Bas ne "00 mTorr Se'.ıi - P oıısııısyum Aşınma hızının Cl? Oranı le Deâısımı 2.3) Alüminyumun Aşmdırılması Alüminyum aşındırma işlemi bortriklorür (BCU), klor (Cl2) ve triflorometan (CHF3) gazları kullanılarak gerçekleştirilmektedir. BCI; alüminyum üzerindeki doğal oksidi alırken Cl2 hızlı bir aşındırma sağlar ve CHF3 ise polimer oluşmasına yardımcı olarak yan duvarları korur. Aşındırma yapılan reaktör odasının düzenli olarak temizlenmesi aşıdırmayı etkileyen önemli faktörlerden biridir. 3) Sonuç TÜBİTAK YİTAL'de Ali Ertuğrui ODTÜ Fizik Bölümünden 1991 yılında mezun oldu. 1995 Yılında İTU Fizik Bölümünden Yüksek lisans derecesi aldı. Halen iTÜ'de doktara çalışmalarını ve 1993 yılında girdiği YİTAL'de aşındırma ile geçit oksıtı konularında araştırıcı görevini sürdürmektedir. Esra Eralp İTU Elektrik Elektronik Fakültesinden 1989 yılında mezun oldu. 19901994 yılları arasında YİTAL'de fotolitografi ve aşındırma konularında çalıştı üretilen ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 506- 5 BİT 15 MHz PARALEL ANALOG-SAYISAL ÇEVİRİCİ Yaman Özelçi, Arzu Minareci TÜBİTAK MAM YİTAL Gebze 41470 KOCAELİ ÖZET 15 MHz örnekleme frekansı, 5 bit çözünürlüğü olan bir paralel analogsayısal çevirici (ADC) tümdevresi, TÜBİTAK-MAM-YİTAL bünyesinde 3ym, çift poli-Si, tek metal CMOS süreci ile üretilmiştir. Devrenin tasarımı CADENCE ve HSPICE benzetim programları aracılığıyla yapılmıştır. Devre =1/2 LSB doğruluğa sahip olup yaklaşık 75mW güç harcamaktadır. Kırmık alanı 3mm x 3mm'dir. 1) A/D ÇEVİRİCİNİN GENEL YAPISI Sayısal görüntü işareti işleme uygulamalarında, örnekleme frekansı 20 MHz'den büyük, çözünürlüğü 8 bit olan A/D çeviricilere gerek duyulmaktadır. Bu özelliklere sahip bir çevirici gerçeklenmesinin ilk adımı olarak; 5 bit, 15MHz paralel A/D çevirici tümdevresi tasarlanmış ve TÜBİTAK Marmara Araştırma Merkezi Yarıiletken Teknolojisi Araştırma Laboratuvarı'nda (YİTAL) 3jjm çift poli-Si, tek metal, n-kuyu CMOS süreci ile üretilmiştir. Kırmık alanı 3mm x 3mm 'dir ve 16 bacaklı bir kılıfa yerleştirilmiştir. Şekil 1'de A/D çeviricinin genel yapısı gösterilmiştir. Devrede 25=32 karşılaştırıcı, bu karşılaştırıcılarm referans gerilimlerinin elde edilmesini sağlayan 32 dirençten oluşmuş direnç dizisi. 32'ye 5 kodlayıcı görevini üstlenen ROM, 5 adet D-tipi tutucu ve devrenin senkronizasyonunu sağlayan saat işareti üreteci bulunmaktadır. Direnç dizisi, tabaka direnci 15Q / ~ olan n-tipi katkılı poli-silisyumdan yapılmıştır. Devreye uygulanan V REF1 REF2 gerilim farkı bu direnç dizisi yardımı ile 32 eşit parçaya bölünerek, V REF2 'den V REF1 'e kadar doğrusal olarak artan 32 referans gerilim değeri elde edilmektedir. Bu gerilimler 32 adet karşılaştırıcının referans gerilimlerini oluşturmaktadır. Karşılaştırıcılarm diğer uçlarına saat işareti ile örneklenen analog giriş işareti VG uygulanmaktadır. Bu durumda, referans gerilimi giriş işaretinden küçük olan karşılaştırıcılarm çıkışları lojik 1 seviyesine, büyük olanlarınki ise lojik 0 seviyesine çekilmektedir. Birbirini izleyen iki karşılaştırıcı çıkışının sürdüğü lojik kapılar (dışlayıcı-veya kapıları) aracılığıyla, giriş işaretinin, hangi iki karşılaştırıcının referans gerilimleri V DİRENÇ DİZİSİ 32'YE 5 KODLAYIC! 32 KARŞILAŞTIRICI O* SAA" 'SARETı ÜRETECİ 03 C2 21 -0 TUTUCULAR VE CİK1S SÜRÜCÜLERİ Şekil 1) ADC tümdevresinın genel yapısı ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 507- arasında bir değerde olduğu belirlenir. Karşılaştırıcıların çıkışlarında böylece oluşan bilgi, daha sonra ROM yardımı ile 5 bitlik ikili koda dönüştürülmekte ve D-tipi tutuculara yüklenerek çıkış sürücülerine verilmektedir. Özetle, paralel A/D çeviriciye uygulanan giriş gerilimi, aynı anda, 32 karşılaştırıcı tarafından 32 referans gerilimi ile karşılaştırılmakta, ve giriş gerilimine en yakın referans gerilimi belirlenerek çıkışa uygun ikili kod verilmektedir. Saat işareti üreteci, tümdevreye uygulanan saat işaretinden, karşılaştırıcılarda kullanılacak, birbirinin evriği iki işaret üretmektedir. Bu işaretlerin gördükleri farklı yük kapasiteleri nedeniyle oluşan gecikme süreleri arasındaki farklılık karşılaştırıcının doğruluğunu etkilemekte olduğundan saat üretecinin tasarımı ayrıca önem taşımaktadır. ADC ,'taşma' çıkışı ve 'izin' girişi uçlarına da sahiptir. Taşma' çıkışı, VG giriş geriliminin V R E F 1 geriliminden büyük olduğu durumda lojik 1 seviyesine yükselmektedir. 'İzin' girişi ise 5 bitlik Q0-Q4 çıkışlarının yüksek empedans gösterip göstermemesine karar vermektedir. Bu uçlar yardımı ile iki 5 bitlik A/D çeviricinin referans dirençleri seri bağlanarak 6 bitlik çözünürlük elde edilebilir. Performansı çalışma anında arttırmaya yönelik bir başka uygulama ise, iki A/D çevirici tümdevresini saat işaretinin farklı periyotlarında paralel olarak çalıştırarak örnekleme frekansını iki katına çıkartmaktır. bağlı iki kıyıcı türü karşılaştıncı ile bunları izleyen bir flip-flop katından oluşmuştur. 2.1) Kıyıcı Türü Karşılaştırıcı Kıyıcı türü karşılaştırdılar basitlikleri ve hızları dolayısıyla CMOS paralel A/D çeviricilerde yaygın olarak kullanılmışlardır İM, I2IJ2I. Şekil 2' de görüldüğü gibi, devre, bir evirici, üç anahtar (S: , S2 , S3) ve bir seviye öteleme kapasitesinden (Cc) oluşmaktadır. C1 ve C2, sırasıyla N-, ve N2 düğümlerindeki parazitik kapasiteleri göstermektedir. Karşılaştırılmak istenen V R E F ve VG gerilimleri, S! ve S3 anahtarları yardımıyla devreye uygulanmaktadır. Karşılaştırıcının iki çalışma aralığı vardır: 1) Sıfırlama aralığında, SI ve S2 anahtarları iletimde, S3 anahtarı kesimdedir. Bu durumda eviricinin çıkışı girişine S2 anahtarı üzerinden kısa devre olduğundan, evirici, çıkışının girişine eşit olduğu bir gerilim değerinde kutuplanır. Bu gerilim değeri evirici eşiği olarak adlandırılır. Eviriciyi oluşturan tranzistörlerin boyutları uygun olarak seçilerek, eşik geriliminin besleme geriliminin yarısı (VDD/2) olması sağlanır. V R E F referans gerilimi S-, anahtarı üzerinden N., düğümüne uygulandığından, sıfırlama aralığının VDD O 0 2) KARŞILAŞTIRICI KATI Bir A/D çeviricinin hızı ve çözünürlüğü karşılaştıncıları tarafından belirlenir. Üretilen tümdevrede kullanılan karşılaştırıcı yapısı, ard arda c, Şekil 2) Kıyıcı türü karşılaştırıcı yapısı ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 508- " C, sonunda N, düğümü V R E F , eviricinin giriş ve çıkış düğümleri ise VDD/2 değerinde kutuplanır. Böylece Cc seviye öteleme kapasitesinin üzerinde (V REF -V DD /2 ) gerilim değeri oluşur. 2) Örnekleme aralığında, S-, ve S2 anahtarları kesimde, S3 anahtarı iletimdedir. VG giriş gerilimi S3 anahtarı üzerinden N1 düğümüne uygulanır. Seviye öteleme kapasitesi C c , VG geriliminden, sıfırlama aralığı sırasında üzerinde oluşan (VREF-VDD/2) gerilimini çıkarır ve aradaki farkı N2 düğümüne aktarır. Bu fark eviricinin açık çevrim kazancı tarafından kuvvetlendirilerek çıkışa verilir. Böylece evirici çıkışında, V G >V R E F için lojik 0, V G <V R E F için ise lojik 1 seviyesi oluşur. A/D çeviricinin 15MHz saat frekansı ve 2.5V referans gerilimi (V R E F 1 - V REF2 = 2.5V) uygulanarak çalıştırıldığı durumda karşılaştırıcıdan beklenen özellikler aşağıda özetlenmiştir: 1) Karşılaştırıcı örnekleme aralığında çalışırken, 1/2 LSB=40mV luk gerilim farklarını 30ns içersinde lojik seviyelere kuvvetlendirebilmelidir. Tek bir kıyıcı türü karşılaştırıcı katı istenen kuvvetlendirmeyi sağlamadığı için iki karşılaştırıcı katı ard arda bağlanarak kazancı arttırma yoluna gidilmiştir. 2) Karşılaştırıcı, sıfırlama aralığında çalışırken, düğüm noktalarını amaçlanan denge gerilim değerlerine 30ns içerisinde getirebilmelidir. 3) CMOS anahtarları oluşturan NMOS ve PMOS tranzistörlerin hızla kesime gitmeleri sırasında, kanallarındaki yüklerin savak ve kaynak noktalarındaki parazitik kapasitelere akarak bu düğümlerde gerilim değişimlerine yol açmaları nedeniyle oluşan yük enjeksiyonu hataları, karşılaştırıcının doğru çalışmasını engellemeyecek seviyede olmalıdır. NMOS ve PMOS tranzistörlerden gelen zıt işaretli yük enjeksiyonu hatalarının birbirini yok edebilmesi amacıyla hem tranzistörlerin boyutları eşit seçilmiş hem de bunların geçitlerine gelen saat işaretlerinin yükselme ve düşme sürelerinin aynı yapılmasına çalışılmıştır. Karşılaştırıcıdaki Cc seviye öteleme kapasitesi çift poli-siiisyum teknolojisi kullanılarak gerçekleştirilmiştir. Karşılaştırma sırasında kapasite üzerinde oluşan (VG-VREF) gerilim farkının N2 düğümüne az kayıpla aktarılabilmesi için parazitik kapasitelerin küçük yapılmasına çalışılmıştır. 2.2) Tutucu Yapısı Kıyıcı türü karşılaştırıcının çıkışında oluşan kuvvetlendirilmiş (VGV REF ) fark işareti, Şekil 3'de gösterilen tutucu yapısı tarafından lojik seviyelere kuvvetlendirilerek saklanmakta ve ROM katına gönderilmektedir. Devrede saat işareti 0 lojik 0 seviyesinde iken TNS - T N6 kesimde, ön yükleme tranzistörleri T P 3 ve T P4 ise iletimdedir. Böylece T P 1 ve T P 2 tranzistörlerinin oluşturduğu p-kanal flip-flop düğümlerinin gerilimleri besleme gerilimi seviyesine kadar yükselirken T N1 ve T N2 tranzistörlerinin oluşturduğu n- kanal flip-flop düğümlerinin gerilimleri toprak seviyesine kadar boşalır. Saat VDD VDD VOD VDD Hl TP3 I h | JP1 TN5 TN4 TN1 \ X TP2 TN6 / TN2 IH)] TN3 Şekil 3) Karşılaştırıcıda kullanılan tutucu yapısı ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 509- işareti 0 lojik 1 seviyesine yükseldiğinde T N5 ve T N5 iletime geçer ve pkanallı flip-flop düğümlerinden n-kanallı flip-floplara yükleme akımı akmaya başlar. Bu akımın bir bölümü de geçitleri (\A ve V2) kıyıcı türü karşılaştırıcı tarafından kontrol edilen T N3 ve TN4 boşaltma tranzistörleri üzerinden boşalır. Bu boşaltma tranzistörleri arasındaki. (V r V 2 ) gerilim farkının yol açtığı akım dengesizliği flipflop'un uygun konumu almasını sağlar. Bir başka deyişle TN3' ün savak akımı TNd ünkınden büyükse flip-flop çıkışı Q lojik û" a. tersi durumda ise lojik Ve çekilir. /4/V5/. 3) SONUÇ YİTAL'de üretilen A/D çeviricinin özellikleri Tablo 1de özetlenmiştir. Devrenin kırmık fotoğrafı Şekil 4'de görülmektedir. Şekil 5de 15MHz saat frekansı kullanılarak sayısala dönüştürülen düşük frekanslı bir rampa işaretinin D/A çevirici kullanılarak tekrar oluşturulması gösterilmiştir. Şekil 6 ve Şekil 7de tekrar oluşturulmuş 1 KHz ve 1MHz frekanslı sinüs işaretleri görülmektedir. Bu A/D çeviricinin üretilmesinden kazanılan deneyimle 30 MHz çevrim hızına sahip. 8 bit çözünürlükte bir çevirici üretilmesi hedeflenmektedir. Şekil 5) YİTAL'de üretilen A/D çevirici tümdevresi. Tablo 1 Besieme Gerilimi Güc Harcaması Max. Saat Frekansı Çözünürlük Doğruluk Kırmık Bovutu Kılıf Tranzıstör Direne Kaoasite 5V 75mW M5MHZ) 15 MHz 5 bit r Vz LSB 3mm x 3 mm 16 Bacak DİP 2200 32 64 Şekil 6) D/A kullanılarak tekrar oluşturulmuş rampa işareti. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 510 - KAYNAKÇA i Şekil 6) D/A kullanılarak tekrar oluşturulmuş 1 KHz'lik sinüs işareti. [1] A.G.F. DINGWALL,"Monolithic Expandable 6 Bit 20 MHz CMOS /SOS A/D Converter," J.Solid-State Circuıts. vol. SC-14. pp. 926-932. Dec. 1979 [2] A.G.F. DINGVVALL.'An 8-MHz CMOS Subranging 8-bıt A/D Converter," J.Solid-State Circuits, vol. SC-20, pp. 1138-1143, Dec. 1985. [3] T. KUMAMOTO . "An 8-bit High Speed CMOS A/D Converter." J. SolidState Circuits, vol. SC-21, pp. 976 981, Dec. 1986 [4] A. YUKAVVA , "A CMOS 8-bit HighSpeed A/D Converter IC," J. SolidState Circuits. vol. SC-20. pp. 775-779, June 1985. [5] J-T. WU. "A 100MHz Pipelined CMOS Comparator," J.Solid-State Circuits, vol. 23, pp. 1379-1385, Dec. 1985. Yaman Özelçi Arzu Minareci Şekil 8) D/A kullanılarak tekrar oluşturulmuş IMHz'lik sinüs işareti. 1988 yılında İTÜ Elektrik-Elektronik Fakültesinden mezun oldu. 1991 [de aynı fakültede yüksek lisans eğitimini tamamladı. 1990'dan beri TÜBİTAK MAM-YİTAL'de çalışmaktadır. 1993 yılında İTÜ Elektrik-Elektronik Fakültesinden mezun oldu. Aynı tarihten beri TÜBİTAK-MAM-YİTAL 'de çalışmaktadır. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 511 - TEK VE BİRLEŞTİRİLMİŞ OPTİK FİBERİN HAT SAÇILMA ÖLÇÜMÜ M.Sadettin ÖZYAZICI Gaziantep Üniversitesi Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü 27310 Gaziantep ÖZET Uzunlukları 1-2 km olan 12 tek mod optik fiberin ve 15.15 km birleştirilmiş hattın saçılma ölçümleri tanımlanmıştır. Tüm fiberlerin 1.275 um da -6 ps/nm/km den 1.325 um da +2 ps/nm/km içerisinde olan saçılma şartını karşıladıkları bulunmuştur. Tek fiber ölçümlerinden hesaplanan hat saçılmasının ölçülen hat saçılması ile uyuştuğu görülmüştür. 2. DENEYSEL Şekil 1 de deneysel düzenek gösterilmiştir. J>tUtMM«uJ« lUMaU t 1. GİRİŞ Optik fiber komünikasyon sistemlerindeki en önemli problemlerinden biri iki optik fiber arasında maksimum ışık enerjisi transferini sağlamak için bu iki optik fiberin düzgün olarak birbirine bağlanmasıdır. Fabrikada veya sahada iki optik fiber arasında oluşturulan devamlı eklem fiber birleştirilmesi olarak bilinmektedir İM. Fiber birleştirilmesi uzunlukları kısa olan optik fiberlerin birleştirilerek ardışık bağlantı için hiçbir kısıtlamanın olmadığı uzun mesafe optik fiber komünikasyon sistemlerinin tesis edilmesinde sıkça kullanılmaktadır. Uzun mesafe optik fiber komünikasyon sistemlerinin tasarımında önemli olan sistem parametresi istenilen bit akış hızını taşıyacak kapasitede toplam bant genişliğini sağlayacak olan optik fiberlerin seçimidir. Hattın bant genişliğini tahmin etmek için farklı profilleri, mod karışımının farklı derecelerini ve eklemlerdeki uyuşmazlığı dikkate alan bir teori önerilmiştir 121. Bu araştırmada uzunlukları 1-2 km olan 12 adet tek mod fiberin ve bu 12 adet tek fiberlerin birleştirilmesi ile elde edilen 15.5 km uzunluğundaki hattın saçılma ölçümleri herhangi bir optik fiber ders kitabinda bulunabilecek saçılma teorisine girmeden tanımlanmıştır. V J DS- b«aı* tpliııaı T» cKaıı .«COKIM NO- MMIIİ 4«MI<r hl Şekil 1. Fiber Raman lazerin şeması. Fiber Raman lazer 1.06 um ile 1.6 um dalgaboylan arasında picosaniye süreli darbeleri üretmektedir. Bu darbeler saçılması ölçülecek olan optik fibere enjekte edilerek optik fiber çıkışındaki darbeler 500 psec tepkimeli GePIN photo diyod kullanılarak Sampling Osiloskop da gözlenmiştir. Optik fiberin saçılması ışık darbelerinin gecikme zamanlarının dalgaboyu ile olan değişiminden tespit edilmektedir. Optik fiber ana maddesi olan silica nın kırılma indisinin dalgaboyuna bağımlılığı çok iyi bilinmektedir. Bu bağımlılık kullanılarak gecikme zamanının dalgaboyuna bağımlılığı bulunabilir. Gecikme zamanının dalgaboyuna bağımlılığı ifadesi ile verilmektedir /3,4/. Bu denklem deneysel verilerin etkin değer (r.m.s.) uyarlamasında kullanılarak denklemdeki a ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 512 ,b,c,d, ve e katsayıları tespit edilir. Daha sonra denklemin dalgaboyuyla türevi alınarak saçılma hesaplanır. Fiber Raman lazer tek renkli pompadan geniş bantlı çıkış üretmek için Raman saçılmasını kullanır. Pompa aynı anda 760 Hz de Qanahtarlanan ve 100 Mhz de akustik-optik olarak mod kilitlenen Quantronix Nd:YAG lazerdir. Q-anahtarlaması darbe süresi 250 nsec ve tepe gücü 1 kw olan darbeler üretir. Aynı anda mod kilitlemesi darbe genişliği <200 psec ve tepe gücü >5 kw olan darbeleri Q-anahtarlanmış zarf içinde üretir (Şekil 2). Şekil 2. Mod kilitlenmiş ve Q-anahtarlanmış darbelerin osiloskop görüntüleri. Yaklaşık olarak 1 kw tepe gücü tek mod fibere X20 mikroskop merceği ile akuple edilerek tek geçiş tetikli Raman saçılması aracılığı ile çok mertebeli Stokes bileşenleri üretilir. Nötr yoğunluk filitreleri lazer gücünü fiber hasar gücünün altında tutar. Kullanılan fiberin uzunluğu 500 m, göbek çapı 8 um, kesim dalgaboyu 0.99 um, 1.06 |im daki kayıbı 0.81 dB/km ve 1.3 um daki kaybı ise 041 db/km dir. Raman fiberi çıkışındaki dalgaboyu çizgi genişliği 2 nm olan monochromator ile seçilmektedir. Darbeler daha sonra test fiberine enjekte edilerek GePIN photo diyod ile sezimlenir. Photo diyod çıkışı güçlendirildikten sonra sampling osiloskopda gözlenirler. Frekans ölçekleyicisi kullanılarak 760 Hz Q- anahtarlama sürücüsü ile 50 Mhz modkilitleme sürücüsü birbirine senkronize edilir. Aynca, 760 Hz lik sinyal osiloskopu tetikleme için kullanılır. Sayısal gecikme jenerötörü osiloskop tetiklemesini geciktirerek mod-kilitli darbelerin Q~anahtarlama bölgesinin tepesiyle çakışmasını sağlar. Gecikme jenerötörü zamanlama seğirmesi ( >lnsec) ilave ettiğinden jenerötör çıkışı ve 50 MHz lik sinyal AND kapısına beslenmiştir. Bu düzenleme ile osiloskop tetikleme sinyali 50 MHz sinyalin kenarından alınmakta ve optik darbeler ile tetikleme arasındaki zamanlama seğirmesi ±25 psec olmaktadır. Osiloskop çıkışı aynca X-Y çizicisine bağlanmıştır. Monochromator den gelen ışık darbeleri 2 m uzunluğundaki tek mod optik fibere akuple edilir. Zaman gecikmesinin dalgaboyuyla değişimi Q-anahtar zarfının merkezinden bir darbe seçerek ve bu darbenin pozisyonunu monochromator ile seçilen bir seri dalgaboyunda zaman ekseninde kayıt ederek ölçülür. Bu ölçüm test fiberinden zaman gecikmesini öçmek için referans teşkil eder. Bu işlem 2 m fiberi test fiberi ile değiştirerek tekrarlanır. Test fiberinin zaman gecikmesi test fiberi sonuçlanndan referans sonuçlannı çıkartarak bulunur. Ölçümler her bir tek fiber ve birleştirilmiş hat için 1.12 um ile 1.5 um dalgaboylan arasında yapılmıştır. Anritsu ILM cihazı ile ölçülen hat kayıbı 15.3 dB dir. Mandrel wrap ile ilave edilen ilave 3 dB kayıp ile toplam hat kayıbı 18.3 dB dir. 3. SONUÇLAR Zaman gecikme sonuçlannın en iyi eğri uyarlaması ve hesaplan saçılma MMJ 347 fiberi için Şekil 3 de gösterilmiştir. Çeşitli fiberlerin sıfir saçılma dalgaboyu ve 1.275 um ve 1.325 um dalgaboylanndaki saçılmalan Tabo 1 de verilmiştir. Sıfir dalgaboyu etrafındaki saçılma ölçümünün doğruluğu belli darbe genişliğinden dolayı darbe pozisyonundaki belirsizlik ve mod kilitlenmiş ve Q- anahtarlamış lazer deki kararsızlıkla sınırlıdır. Bu doğruluk 1 km fiber için ±1 ps/nm/km, tahmin edilen hat için ±0.7 ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 513 - ps/nm/km ve birleştirilmiş hat için ise ±0.5 ps/nm/km dir. Sıfır dalgaboyunda bunlara karşılık gelen doğruluk ise ±10nm, ±1 nm ve ±5 nm dir. um da -6 ps/nm/km ile 1.325 um da +2 ps/nm/km arasında olmalıdır. Ölçülen tüm fiberlerin saçılması -3.6 ile +2 ps/nm/km sınırları arasında kalmaktadır. 15.5 km uzunluğundaki hattın tahmin edilen sıfır saçılma dalgaboyu 1.306±0.007 um olup saçılması -2.7±0.7 ile 1.4±0.7 ps/nm/km arasında değişmektedir. Aynı hattın ölçülen sıfir saçılma dalgaboyu 1.317±0.005 um olup saçılması 3.6±0.5 ile 0.6±0.5 ps/nm/km arasında değişmektedir. Sonuç olarak tüm tek fiberlerin ve birleştirilmiş hattın saçılması belirtilen saçılma ümitlen içerisinde kalmaktadır. Ayrıca, tahmin edilen ve ölçülen sonuçlar deneysel doğruluk limitleri içensinde birbirleri ile uyuşmaktadırlar. -•'•t KAYNAKLAR İM J.F.Dalgleish, "Splices, connectors, and povver couplers for field and oflfıce use", Proc. IEEE, vol. 10, pp. 1226-1232, 1980. ili M.Eve, "Multipath time dispersion of an optical network", Opt. Quantum Electron., Vol. 10, pp.41-51, 1978. Şekil 3. Zaman gecikmesi ve hesaplanan saçılmanın dalgaboyuyla değişimi. l-'ıücr Nutr.ber Dıs;:crsıun pyıun/l;m al i ,"25 (im 1.275 um MM) 3-47 M M A 22S j : n II 1% J 346 J 341 MMH 178 BOJ: MMH 162 MMA 384 -3 6i 1 -23 -1.9 -0.9 -2 4 _^ " J3:o MMJ 355/1 Prt\lıc;ed routc Mcasurcd rou:e l.U 1 1.1 1.7 10 16 içi o dıi[)ctaıon vavclcn^ıh. |ilıı 3 ! 2 t 0 01 303 3 . .239 303 303 306 .316 .cnytlı. tviıı C5 S2 05 05 05 98 05 .0 05 05 -3.5 -3.6 -3 3 -15 -3.6 -1.6 1.0 2.0 07 11 1.7 08 1.0 2% .315 .304 .05 05 •:.7iO7 1 4±07 .306*0.007 5.15 -3.6*0 5 0.6±0 5 3I7±0 005 5 15 . j 1 _ 13/ D.N.Payne and A.H.Hartog," Determination of the vvavelength of zero dispersion in optical fıbers by pulse-delay measurements", Electron. Lett, vol. 13, pp.627-628, 1977. 141 A.Sugımura. K.Daikoku, N.Imoto and T.Miya, "Wavelength dispersion characteristics of single mode fıbers in low loss region", IEEE J. Quantum Electron., vol. 16, pp.215-220, 1980. Tablo 1. Saçılma ve sıfır saçılma dalgaboyu. Belirtime göre bu fiberlerin saçılması 1.275 olmuştur. 1983 ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 514 - 1958 yılında Gaziantep de doğmuştur. 1980 yılında Orta Doğu Teknik Üniversitesi Gaziantep Kampusu Elektrik-Elektroni k Mühendisliği Bölümünden mezun yılında yüksek lisans çalışmalarını tamamlayarak M.Sc. diploması almıştır. 1984 yılında General Electric Company Hirst Research Center (İngiltere) de araştırmacı olarak çalışmaya başlamış ve Imperial College de Ph.D çalışmalarını sürdürmüştür. 1988 yılında Ph.D diploması almış ve aynı tarihte Gaziantep Üniversitesin de Y.Doç. unvanı ile göreve başlamıştır. 1990 yılında Doçent unvanını almıştır. Yan iletken lazerlerden çok kısa süreli darbe üretimi ve optik fiberlerde doğrusal olmayan darbe propagasyonu konulannda çalışmalarını sürdürmektedir. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 515 - LAZER DİYOTLARDAN ÜRETİLEN DARBELERE KAZANÇ ANAHTARLAMA FREKANSININ ETKİLERİ Muhittin SAYIN ve M. Sadettin ÖZYAZICI Gaziantep Üniversitesi Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü 27310 GAZİANTEP ÖZET Bu çalışmada, yan iletken lazerlerden kazanç anahtarlama yöntemi ile çok kısa süreli darbe üretimi ele alınmıştır. Kazanç anahtarlama frekansının darbe üretimine etkisi incelenmiş ve doğru kazanç anahtarlama yapılabilecek frekans aralığı çok-modlu değişim denklemleri kullanılarak belirlenmiştir. Ayrıca, DC uyartımın kazanç anahtarlamanın alt ve üst sınır frekanslarına etkisi belirlenmiştir. 1. GİRİŞ Yan iletken lazerlerden çok kısa süreli optik darbe üretim yöntemleri içinde en basit olanı kazanç anahtarlamadır. Diğer yöntemlerden aktif ve pasif mod kilitleme sistemlerinde harici optik parçalar ile dış kovuğun çok iyi ayarlanması gerekmektedir. Çok parçalı ve büyük hacimli olan bu sistemlerin fiber optik haberleşme sistemlerinde kullanımı belirtilen dezavantaj lanndan dolayı büyük ölçüde kısıtlanmıştır. Kazanç anahtarlama yönteminde ise, lazer diyodun giriş elektriksel sinyallere tepkimesinin doğal sonucu olan gevşeme salınımlanndan faydalanılır. Buna göre, lazer diyoda bir DC biasla birlikte RF akımı uygulandığında, giriş frekansına denk gelen süreleri aynen takip eden aralıklarla optik çıkış darbeleri elde ediliyorsa kazanç anahtarlama doğru yapılıyor demektir. Giriş akımı yukanda bahsedildiği gibi sinüs veya sayısal sistemlerde olduğu gibi elektnksel darbe dizileri de olabilir. Kazanç anahtarlama yöntemi 801i yıllann başından beri yaygın olarak incelenmektedir /1-5/. Yapılan deneysel çalışmalann sonuçlanndan yola çıkılarak geliştirilen değişim denklemleri, lazer diyotlardan kazanç anahtarlama yöntemi ile çok kısa süreli optik darbe üretimini çok iyi modelleyebilmektedir. 2. MATEMATİKSEL MODEL Bu çalışmada, yan iletken lazerlerden kazanç anahtarlama yöntemi ile çok kısa süreli darbe üretimi çok-modlu değişim denklemleri kullanılarak modellenmiştir. Modelde, fiber optik haberleşme sistemlerinde (1.3 um ve 1.55 um) yaygın olarak kullanılan InGaAsP lazer diyotlann önemli özellikleri olan kazanç sıkıştırması (veya kazanç doyması), Auger birleşimi ve ışımasız birleşim kapsanmaktadır. Çok-modluluğun gereği olarak kazanç ve ışımalı birleşim spektrumlan Lorentzian hatşekli fonksiyonu halinde modele dahil edilmiştir. Bu özellikleri içeren çok-modlu değişim denklemlen aşağıdaki gibi alınmıştır: dt Bu eşitliklerde t zaman (s), N elektron yoğunluğu (cm'3), S, i. modun foton yoğunluğu (cm"3), Gt L modun kazancı (s' 1 ), M mod numarası (2A/+1 mod mevcuttur), q elektron yükü (As), V aktif bölge hacmi (cm3), TW ışımasız ömür (s), B ışımalı birleşim katsayısı (cmV 1 ), C Auger birleşimi katsayısı (cmV), F yoğunlaşma faktörü, TP foton ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 516 - ömrü (s), P5 kendiliğinden ışınım spektrumunun tepe noktası, DSİ(X) kendiliğinden ışınım spektrumu ve k dalgaboyudur (cm). Elektron yoğunluğuna, dalga boyuna ve kazanç sıkıştırmasına bağımlı mod kazancı ise, M değerlerdir. Modelde kazanç sıkıştırmasının 17 3 standart değeri 3><10" cm alınmıştır. (3) 2 şeklinde verilmiştir. Bu eşitlikte go kazanç 3 1 sabiti (cm s" ), ec kazanç sıkıştırma sabiti 3 (cm ), No geçirgenlik için gerekli elektron 3 yoğunluğu (cm" ) ve Dt(X) kazanç spektrumunu gösteren Lorentzian hatşekli fonksiyonudur. Fabry-Perot tipi InGaAsP lazer diyotlar için 3><10"ı7cm3 ile 6.7><10'17 cm 3 arasında değerler alan ea AlGaAs lazer diyotlar için sıfir kabul edilebilecek kadar küçüktür. DC (4) ve RF (7r/) bileşenlerinden oluşan akım / (A) aşağıdaki gibi alınmıştır: 3 a) 3 3. SONUÇLAR Kazanç spektrumu içinde 20 den fazla mod olmasına karşın bunlar içinde sadece 5 tanesinin eşik kayıplarını yenerek salınım yaptığı görülmüştür. Bu yüzden program zamandan kazanmak amacıyla 5 mod {M=2) için çalıştırılmıştır. Darbe genişliği FWHM olarak hesaplanırken modlann toplamı dikkate alınmıştır. Şekil İden 4 e kadar verilen elektron ve foton yoğunlukları normalize edilmiş 3 4 Zaman (nsec) (4) Bu eşitlikte fm RF akımının frekansını göstermektedir (Hz). Eşitlik 1 ve 2 de verilen türevsel denklemler Runge-Kutta-Fehlberg metodu yardımıyla /4,5/ de 1.3 \ım InGaAsP tepeli dalga kılavuzlu (RWG) lazer diyot için verilen değerler kullanılarak çözülmüştür. Model hakkında daha ayrıntılı bilgi aynı kaynaklarda mevcuttur. 4 Zaman (naec) b) Sekili. 76=1.5/rt iken gevşeme salınımlan. a) Standart parametreler, b) e c =0. Şekil 1 de lazer diyoda 0 anında uygulanan bir DC akımının meydana getirdiği gevşeme salınımlan gösterilmektedir, hem Şekil la (standart parametreler) hem de Şekil lb (ec=0) de akımın uygulanışından itibaren elektron yoğunluğunun arttığı ve belli bir süre sonra (açılış gecikme zamanı»2.41 nsec) kalıcı durum değerini (eşik değeri olarak da anılır) aştıktan sonra yüksek optik darbeler oluştuğu görülmektedir. Bu ilk büyük darbeden sonra elektron yoğunluğu eşik değerini bir kaç kez daha geçerek giderek azalan genlikte darbelerin çıkmasına neden olur. Belli bir süre sonra darbeler sönümlenir ve kalıcı duruma ulaşılır. Beklenildiği gibi, Şekil lb de foton yoğunluğundaki değişimler kazanç sıkıştarması ile bastınlmadığından Şekil la ya göre daha yüksek genlikli darbeler ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 517 - üretilir. Yine bu yüzden salınımlann ölmesi ve kalıcı duruma ulaşma daha çok zaman alır. Şekil la ve lb için 1. ve 2. foton tepeleri incelendiğinde kazanç sıkıştırmasız lazerde bu tepelerin birbirine yakın olduğu görülür. Kazanç anahtarlamada temel olan uyartım akımının kısa tutulup birden çok tepenin oluşumunun engellenmesi ve her elektrik sinyal tepesi için sadece bir ışık darbesi elde edilmesidir. Böylece sayısal modulasyon sistemlerinde hatasız 'ilgi iletimi • gerçekleştirilebilir. a) edilirken, kazanç sıkıştırmasız olandan simetrik darbeler elde edilmiştir. Doğru kazanç anahtarlamanın sonucu olarak her sinüs pozitif tepesi için aralıklan 1 nsec olan aynı genlikte darbeler elde edilmiştir. Şekil 3 de gösterildiği gibi düşük frekanslarda uyartım akımının pozitif bölümü uzun süre devam edeceğinden, uygulanan bir elektrik sinyali için birden fazla tepe (gevşeme salınımlannın 2. tepesi gibi) oluşaoilir. Bu durum "çoklu-darbeleme" olarak nıtelendinlir /1,2/ ve doğru kazanç anahtarlama kabul edilmez. Şekil 3. Çoklu-darbeleme (Ib=2Itk , lrf=\lth vefm=\ GHz iken standart parametrelerle). 2 « 45 Zaman (nıec) 5 t 5 65 -I 5 b) Şekil 2. Ib=\2Ith ve Ir^Hth iken 1 GHz de kazanç anahtarlanmış lazer diyot çıktısı, a) Standart parametreler, b) e c =0. Şekil 2 de 1 GHz lik sinüs sinyali ile yapılan kazanç anahtarlama sonuçlan verilmektedir. Kazanç sıkıştırmasının yüksek dalgalanmalan bastırması nedeniyle Şekil la da elde edilen darbelerin yüksekliği Şekil lb de verilen kazanç sıkıştırmasız lazerden elde edilenlere göre daha düşük genliğe sahiptir. Ayrıca İZ,51 de de belirtildiği gibi kazanç sıkıştırmalı lazerden asimetnk darbeler elde S—G> Zaman (niec) Şekil 4. Kesim frekansının üstünde hatalı çıkış (Jb=2Ith , lrf=llth ve/ m =5 GHz iken standan parametrelerle). Diğer sakıncalı bir durum ise Şekil 4 de gösterildiği gibi yüksek frekanslarda meydana gelir. Belli bir frekanstan sonra ard arda gelen tepelerin genlikleri değişmeye başlar ve sayısal sistemlerin alıcılannda hatalı algılamaya neden olur. Anılan üst sınır frekansı "kazanç anahtarlamanın kesim frekansı" olarak adlandınlır ve düşük genlik ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 518 - modulasyonunda ki kesim frekansından farklıdır 121. Bu durum da doğru kazanç anahtarlama kabul edilmez. Şekil 5 de iki değişik DC uyartımında frekansa karşı darbe genişliğinin değişimi verilmiştir. Standart lazer için frekansla FWHM çok fazla değişmezken, kazanç sıkışürmasız olan lazer için darbe süresinin ,2/ de olduğu gibi frekans yükseldikçe arttığı görülmektedir. Beklenildiği gibi yüksek kazanç sıkıştırmasına sahip lazer diyotlar daha kararlı çalıştığından bu tip lazerlerle daha yüksek frekanslarda kazanç anahtarlaması yapmak mümkündür. Yine beklenildiği gibi, kazanç sıkıştırmasız lazerlerde foton yoğunluğu bastınlmadığından daha yüksek tepeli darbeler ve sonuç olarak da daha düşük FWHM değerleri elde edilmektedir. RF uyartımı sabit tutulup DC uyartımı arttırıldığında kesim frekansının yükseldiği görülmektedir. Standart parametrelere sahip bir lazer diyotla 4 GF£z e kadar doğru kazanç anahtarlama yapılabilmektedir. Kazanç sıkıştırması 6.7><10"17 cm3 olan lazer diyotlarda kesim frekansı 6 GHz e kadar çıkmaktadır {Ib=2Ith). 25 'i 3 S 20 s KAYNAKLAR İM S. Tarucha ve K. Otsuka, "Response of semiconductor laser to deep sinusoidal injection current modulatıon", EEEE J. Ouantum Electron., vol. QE-17, s. 810, 1981. 121 H. Ito, H. Yokoyama, S.Murata ve H. Inaba, "Generation of picosecond optical pulses with highly RF modulated AlGaAs DH laser", IEEE J. Quantum Electron., vol. QE17, s. 663, 1981. 121 M.S. Özyazıcı ve M.S. Demokan, "Gainswitched pulse generation from a 1.55 um InGaAsP laser", Int. J. Optoelectron., vol. 5, s. 7, 1990. I Al M. Sayın ve M.S. Özyazıcı, "Çok-modlu yarı iletken lazerlerden kazanç anahtarlama yöntemi ile çok kısa süreli darbe üretimi", Elek. Müh. 5. Ul. Kong., c. 2, s. 530, 1993. 151 M. Sayın ve M.S. Özyazıcı, "Gainswitched ultrashort pulse generation from semiconductor lasers", Turkish J. Electrical Eng. & Computer Sci., 1995, (yayınlanacak). • —•— Muhittin SAYIN 1967 sSteıdvl 15 - r 15 2 5 3 5 Frekan» (GHz) Şekil 5. Ib=\.2Ith ve 21 th (içi dolu belirteçler) darbe süresinin (FWHM) frekansla değişimi. Sonuç olarak, kazanç anahtarlama yöntemiyle optik darbe üretimi için lazer diyoda uygulanabilecek en düşük ve en yüksek frekans değerlerinin kazanç sıkıştırması ve DC uyartım ile değiştiği belirlenmiştir. Kazanç anahtarlama frekansının yükselmesiyle darbe sürelerinin arttığı görülmüştür. yılında Mudurnu'da doğdu, tik, orta ve lise eğitimini Bolu'da tamamladı. 1990 yılında ODTÜ Gaziantep Kampusu Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü'nden mezun oldu. Aynı tarihte Gaziantep Üniversitesi Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü'nde Araştırma Görevlisi olarak göreve başladı. Yan iletken lazerlerden kazanç anahtarlama yöntemi ile çok kısa sureli darbe üretimi konusunda yüksek lisans çalışması yaptı ve 1993 yılında M.Sc diploması aldı. Halen aynı görevde bulunup, çok yüksek kapasiteli ve hızlı fiber optik haberleşme sistemleri için "karma soliton darbe kaynağı" (HSPS) nın modellemesi üzerine doktora çalışması yapmaktadır. Sadettin ÖZYAZICI (bkz. "Tek ve birleştirilmiş fiberin hat saçılma ölçümü") ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 519 - ÇOK KISA SÜRELİ OPTİK DARBELERİN ÖLÇÜMÜ İÇİN OTOKORELASYON TEKNİĞİ M.Sadettin ÖZYAZICI Gaziantep Üniversitesi Elektrik ve Elektronik Mühendisliği Bölümü 27310 Gaziantep ÖZET Bu araştırmada çok kısa süreli optik darbelerin darbe genişliğini ölçmede kullanılan korelasyon tekniklerinden en önemlisi olan otokorelasyon tekniği incelenmiştir. Bu tekniği kullanan otokorelasyon ölçme cihazı yapılmıştır. Yapılan otokorelasyon ölçme cihazı ile yan iletken lazer diyoddan kazanç anahtarlama yöntemi ile üretilen optik darbelerin darbe genişliğinin ölçümü gerçekleştirilmiştir. L GİRİŞ 1980 li yıllarda geliştirilen yan iletken lazer diyodlar günümüzde yaygın bir şekilde optik fiber komünikasyon sistemlerinde kullanılmaktadır /I/. Sayısal optik fiber komünikasyon sistemlerinde lazer diyodlardan çok kısa süreli optik darbeler üretilerek bu darbeler optik fibere enjekte edilmektedir. Yarı iletken lazerlerden mod kilitlemesi ve kazanç anahtarlaması yöntemleri kullanılarak çok kısa süreli darbeler üretmek mümkün olmaktadır. Mod kilitlemesi yöntemi ile darbe süresi 10-15 psec 121 ve kazanç anahtarlama yöntemi ile de darbe süresi 15-25 psec /3/ olan darbeler kolayca üretilebilmektedir. Günümüzde sayısal komünikasyon sistemlerinin kullanımının giderek yaygınlaşması her iki yöntemle üretilen optik darbelenn karakteristiklennin (darbe genişliği gibi) ölçülmesinin önemini artırmaktadır. Ancak üretilen bu darbeleri yeterli band genişliğine sahip olan osiloskoplarda gözleyebilecek herhangi bir metod mevcut değildir. Yan iletken lazer diyodlardan üretilen çok kısa süreli optik darbelerin genişliklerini ölçmek için korelasyon 141 ve Streak kameralar 151 kullanılmaktadır. Elektron-optik streak kamera çok kısa süreli optik darbeleri direkt olarak gösterebilen bir kaç aletten biri olup darbe genişliğini direkt olarak ölçmek mümkün olabilmektedir. Ancak streak kameralann çok pahalı oluşu, rezulasyonunun 6 psec ve tetikleme sinyali frekansının 160-170 MHZ e kadar olması bu kameralann darbe genişliği çok düşük ve peryodlan GHZ in üzerinde olan optik darbelerin ölçümlerinde kullanılmasını güçleştirmektedir. Bu nedenle çok kısa süreli optik darbelerin darbe genişliğini ölçmek için basit ve ucuz olan korelasyon teknikleri geliştirilmiştir. 2. TEORİ Korelasyon teknikleri uygun bir optik kristalde doğrusal olmayan kanşmayı kullanırlar. Michelson interferometresinin çıkışında üretilen ikinci harmoniğin optik darbenin ışık şiddeti profili I;(t) ile ilgili bilgi verebileceği önerilmiştir 141. Bu sistemde birbirine benzer fakat zaman gecikmeli iki darbenin ikinci harmoniği üretmek için doğrusal olmayan kristalde kanşımının zaman ortalaması ışık şiddeti korelasyon fonksiyonuna orantılı olan bir çıkış üretmektedir. Işık şiddeti korelasyon fonksiyonu Ga{T)= ri J -m (1) ile gösterilmektedir. Çıkıştaki ışık şiddeti elektrik alanının karesi olduğu için Ga(t) fonksiyonu genel olarak ikinci mertebe ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 520 - otokorelasyon fonksiyonu olarak adlandırılır. Doğrusal olmayan karışımın birbirine benzer bir çift sinyalin bir tek darbeden elde edilerek üretilmesi ise korelasyonu otokorelasyon yapmaktadır. Otokorelasyon tekniği daha fazla ölçme yapmadan darbe şekli ile ilgili bilgi vermemektedir. Darbe şeklinin tam olarak tespiti yüksek mertebe korelasyon fonksiyonlarının bilinmesini gerektirir. Ancak, lazer diyodlann çıkış ışık şiddeti seviyesinin düşük olması ikinci mertebenin ilerisinde herhangi bir ölçme yapmayı engeller. Bundan dolayı otokorelasyon tekniğinde üretilen ışık şiddetini zaman gecikmesine karşı çizerek ve belli bir darbe şekli kabul ederek darbe genişliğini çizilen eğrinin genişliğinden hesaplamak mümkün olabilmektedir. Bu nedenle hesaplanan darbe genişliği seçilen darbe şekline bağlıdır. Otokorelasyon tekniğinde gecikme zamanını azaltarak çok kısa süreli darbelerin genişliğini femtosaniye mertebesinde ölçülebilmektedir. 3. DENEYSEL DÜZENEK Şekil 1 de otokorelasyon cihazının basit bir şeması gösterilmiştir. Otokorelasyon cihazı •••• ı»ıHı«ı varitti* *tı«y \7 Qtımn e»»* m PUT Lltl-ı • •»IHI* 1 ! lı»M Blltl rıtırtır Şekil 1. Otokorelasyon cihazının şeması. hem 1.3 um hemde 1.55 um da çalışmak üzere tasarlanmıştır. Girişteki silicon filitre lazer diyodun kendisi tarafından üretilen ikinci harmoniği önlemek için kullanılmıştır. Lazer diyoddan çıkan ışık küp ışık bölücüsü kullanılarak iki yola ayrılmıştır. Küp ışık bulucusunun dielektrik kaplaması nedeniyle (%15 yansıma ve %85 geçiş) bölünme eşit olmamaktadır. Bundan dolayı doğrusal olmayan kristalden önceki ışık şiddeti %50 küp bölücü ile mukayese edildiğinde %50 daha azdır. Bu doğrusal olmayan kristalce üretilen ikinci harmonığin ışık şiddetini azaltacaktır. Şekil 1 deki Michelson interferometresinin iki kolu iki tane köşe küp (retroreflector) kullanılarak elde edilmiştir. Bu geri dönen ışığın açısının reflectör açısındaki küçük değişmelerden etkilenmeden gelen ışığı takip etmesini sağlar. Böylece zaman gecikmesi T yi elde etmek için kollardan birinin mesafesi değiştirildiğinde iki ışığın karışımında farklı bir değişiklik olmaz. Michelson interferometresinin kollarından biri değişken gecikme T için gereken sabit hareketi sağlayan ve de motor kontrollü olan translational stage üzerine monte edilmiştir. Küp ışık bölücüsünden sonra birleşen iki ışık odak uzunluğu 63.5 mm olan plano-convex mercekle doğrusal olmayan kristal üzerine odaklanmıştır. Doğrusal olmayan kristale ışığın odaklanması odaklanmamış durumla kıyaslandığında ikinci harmonik üretiminin randımanını birkaç misli artıracaktır. İkinci harmonik üretimi için doğrusal olmayan kristal olarak 1 mm uzunluğundaki lithium iodate (LiO3) kullanılmıştır. Lithium iodatein doğrusal olmayan katsayısı KDP den 10 defa daha büyüktür 161. Ayrıca, Lithium iodate Type-I olarak herbir yolda aynı polarizasyonda ve 0.35 um ile 5.5 um dalgaboylan arasında çalışabilmektedir 161. Faz uyuşma açısını kontrol edebilmek için kristal rotational stage üzerine monte edilmiştir. Kristalin faz uyuşma açısı 1.55 um da 20.5 ° hesaplanmıştır. 1.55 um daki faz uyum açısını bulmak için kistal 1.3 um daki kesim açısı olan 25.5° den 5° döndürmek gerekmektedir. Üretilen ikinci harmoniği photomultiplier tüpüne (PMT) odaklamak için odak uzaklığı 50 mm olan bir mercek kullanılmıştır. PMT 1.55 um na hassas olmadığı için temel harmoniği öniemek için ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 521 - filitre kullanılması gerekmemektedir. PMT çıkışındaki sinyal lock-in amfisi kullanılarak sinyal-gürültü seviye oranı artırıldıktan sonra hafızalı osiloskop ve X-Y kaydedicisine bağlanmıştır. Lazer diyodlannın düşük çıkış güçleri nedeni ile arka alan sinyali üreten Type-I karışımı kullanılmıştır. Elde edilen otokorelasyon fonksiyonunun kontrast oranı (tepe-arka alan oranı) teorik olarak 3:1 dir III. Bu değerden sapma gürültülü darbelerin üretiminin belirtisidir. otokorelasyon aletini kullanarak darbe genişliği ölçmek mümkün olamamaktadır. Şekil 3 de üretilen ikinci harmonik 4 değişik de akımında rf akımın fonksiyonu olarak verilmiştir. Şekil 3 deki grafikler ikinci 4. SONUÇ Otokorelasyon cihazı kazanç anahtarlama yöntemi ile 1.55 ^m lazer diyoddan 1 GHZ rf sinyali tatbik edilerek üretilen darbelerle test edildi. Şekil 2 sabit 58 mA rf tepe akımında ikinci harmonik üretimini lazer diyodun de bias akımına karşı göstermektedir. Şekilden 4 5 6 7 8 9 peak rf curnent (mA) 10 11 Şekil 3. Dört değişik de akımda ikinci harmoniğin rf akımla değişimi. 12, harmomğin maxsimum olduğu optimum bir rf akımı bulunduğunu belirtmektedir. Bu akım 60 mA bulunmuştur. Bu akımın altında ve üstünde ikinci harmonik üretimi azalmaktadır. Bu optimum rf akımı lazer diyoddan kazanç anahtarlama ile üretilen darbelerin minimum darbe genişliğinde üretildiğinin belirtisi olabilir. Şekil 4 de kazanç anahtarlama ile üretilen darbelerin tipik bir otokorelasyon fonksiyonu gösterilmektedir. Otokorelasyor " 10: B: /./ •aaApuk 25 30 35 40 45 de Dıas (mA) 50 55 Şekil 2. İkinci harmonik üretiminin de akımla değişimi. görüleceği gibi doğrusal olmayan kristalden üretilen ikinci harmonik de akımla doğrusal olarak artmaktadır. Ancak bu üretilen darbelerin tepe gücünün de akımla artığını göstermez. İkinci harmonik üretimindeki artma otokorelasyon fonksiyonunun arka alan seviyesinin arttığımda gösterebilir. Şekil 2 belli bir (31 mA) de akımın altında darbelerin gücünün azalması nedeniyle ikinci harmoniği gözlemenin zor olacağını göstermektedir. Bundan dolayı düşük güç seviyelerinde •I» -W Şekil 4. Optik fonksiyonu. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 522 - darbenin otokorelasyon 12 fonksiyonunun arka alan ve kontrast oranı açıkça görülmektedir. Otokorelasyon fonksiyonunun genişliğinden üretilen darbelerin genişliği Gaussian darbe şekli kabul ederek 45 psec olarak hesaplanmıştır. KAYNAKLAR İM A.H.Gnauck, J.E.Bowers and 1 J.C. Campbell, "8 Gbits s" transmission över 30 km of optıcal fıbre", Electron. Lett., vol. 22, pp. 600-601,1986. 121 P.P.Vasil'ev,V.N.Morozov and A.B.Sergeev, "Bandwidth limited picosecond pulses from an injection GaAlAs DH laser with an external dispersive cavity", IEEE J. Quant. Electron., vol. 21, pp.576-582, 1985. IV P.M.Downey, J.E.Bovvers, R.S.Tucker. P.Besomi and R.J.Nelson,"Picosecond dynamics of a gain switched InGaAsP laser", IEEE J. Quant. Electron., vol. 23, pp.10391044, 1987. 1958 yılında Gaziantep de doğmuştur. 1980 yılında Orta Doğu Teknik Üniversitesi Gaziantep Kampusu Elektrık-Elektroni k Mühendisliği Bölümünden mezun olmuştur. 1983 yılında yüksek lisans çalışmalarını tamamlayarak M.Sc. diploması almıştır. 1984 yılında General Electric Companv Hirst Research Center (ingiltere) de araştırmacı olarak çalışmaya başlamış ve Imperıal College de PhD çalışmalarını sürdürmüştür. 1988 yılında PhD diploması almış ve aynı tarihte Gaziantep Üniversitesinda Y.Doç. unvanı ile göreve başlamıştır. 1990 yılında Doçent unvanını almıştır. Yan letken lazerlerden çok kısa süreli darbe üretimi ve optik fiberlerde doğrusal olmayan darbe propagasyonu konularında çalışmalarını sürdürmektedir. 141 H.P.NVeber, "Method for pulsewidth measurement for ultrashort light pulses generated by phase locked lasers using nonlinear optics", J.Appl. Phys., vol. 38, 22312242,1967. 151 D.J.Bradley,"Methods of generation", Ultrashort light pulses, edited by S.L.Shapiro (Berlin: Springer-Verlag), 18,1977. 161 D.Gloge, and T.P.Lee,"Study of a selfpulsing GaAs laser by intensity correlation in lithium iodate", J. Appl. Phys., vol. 42, pp.307-312,1971. /7/K.L.Sala, G.A.Kenney and G.E.Hall,"Cw autocorrelation measurements of picosecond laser pulses", IEEE J. Quant. Electron., vol. 16, pp. 990-1002, 1980. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 523 - SAVAKTAN İKİNCİ HARMONİKPOMPALAMALI MESFET KARIŞTIRICININ DOĞRUSAL OLMAYAN ANALİZİ A.H.Darsinooieh, O.Palamutçuoğlu istanbul Teknik Üniversitesi. Electrik - Elektronik Fakültesi Ayazaga-istanbul ÖZET kolaylıkla gerçeklenebilmektedir. Savaktan ikinci harmonik pompalamalı MESFET karıştırıcının doğrusal olmayan analizi optimum çalışma koşullarını araştırmak amacıyla yapılmıştır. Savaktan pompalamalı MESFET karıştırıcının yapısı gereği RF ve pompa kapıları arasında yüksek bir yalıtım sağlanabilmektedir. İki ayrı MESFETin 180° evre farkı ile pompalanması durumunda karıştırıcının verimi bir kat arttırılabilmektedir. Pompa kapısına 1:1 lik asılı mikro-şerit hatlı bir balun ve RF kapısında alt-geçiren türden bir empedans uydurucu kullanılarak X bandında çalışan bir karıştırıcıdan kuramsal sonuçlara yakın değerler elde edilmiştir. H. DEVRENİN ANALİZİ Analizde, CURTICE [4 ]tarafından önerilen ve Şekil-1 de gösterilen MESFET modeli kullanılmıştır. I. GİRİŞ Alt-harmonik pompalamalı Schottky diotlu [1],[2] ve GaAs MESFET [3] karıştırıcılar değişik çalışmalara konu olmuşlardır. Altharmonik pompalamalı diyotlu karıştırıcının verimi, birbirine ters kutuplu paralel bağlı diyotlar kullanılarak artırılabilınektedir[l]. Uygulamada tek tek bir tür (n-kanallı) of GaAs MESFET bulunduğundan, bu basit yapı gerçeklenemez Ancak, benzer çalışma koşulları, ayni karekterıstıkli ıkı MESFET in zıt evre ile pompalanması ve RF işaretinin de ayni evrede girişlere uygulanması ile Şekil-1. MESFET modeli Jonksiyon kapasiterleri c^ ve cgd ; c= for v < vbı , m = 0.5 olarak-yazılabilir -Burada, c = c p - C *I ; c o = c^o . c ^ • dır. Diğer önemli eleman olup, bağıntısı, v e v = V - . vg-d- id. akım kaynağı it -p (1+X vd.,)tanh(a vd,,)(vg., -v t ) : sağlanabiimektedir[3]. Geçitten pompalamalı karıştırıcılarda geçitkaynak kapasitesinin doğrusalsızlığı nedeniyle geniş bantlı ,*".şma koşulları sağlanamaz. Savaktan pompalamalı karıştırıcılarda iki kapı arasındaki yalıtımın kolaylıkla sağlanabilmesi yanında, RF işareti için genış-bantlı empedans uydurumu (l) (2) şeklindedir. Burada; a ^ . ^ v e v , eleman parametreleridir ve (1), (2) deki parametreler MESFETin farklı çalışma koşullan altında modele uygun şekilde elde edilmişlerdir. Bu parametrenin değerlen, ölçülen karektenstiklere eğri-uydurum yöntemi uygulanarak elde edilmiştir. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 524 - Büyük genlikli YO tarafından savaktan pompalanan karıştırıcıda, yalnızca geri besleme kapasitesi cgd ve gerilim bağımlı akım kaynağı /^(v^.v^,) doğrusal olmayan elemanlardır. RF küçük genlikli olduğundan, id. akım kaynağı; gerilim bağımlı akım kaynağı Smvgt ve buna paralel bağlı Gerekli hesaplamalar MATH.CAD programı kullanılarak yapılmıştır Karıştırıcının söz konusu frekanslar için geçerli eşdeğer devresi Şekıl-2 de gösterilmiştir. Bu yapıda, karıştırıcı doğrusal çok kapılı devre olarak ele alınmış ve herbir kapının tek bir frekans için sonlandınldığı varsayılmıştır. g d V iletkenliği ile modellenebilir. g m ve g d V zamana olarak değişirler ve değerleri; l vd.,j bağlı (3) bağıntılarından bulunabilir. Zamanla peryodik olarak değişen bu elemanların değişimleri Fourier serilerine açılabilir. Bir karıştırıcıda ortaya çıkacak frekanslar en genel halde; f=mfs+nfQ (4) şeklinde yazılabilir. Bu durumda, devredeki akım ve gerilimler aşağıdaki bağıntıyla gösterilebilir. Şekil- 2. Karıştırıcı eşdeğer devresi Zamanla peryo'dik olarak değişen direnç ve kapasite için V-I matris bağıntısı/6/ [VJ=[R][U »] exp[j(n(jo +/;/oj,)t] (-) Değişmez bir YO seviyesi, DC kutuplama ve yük ve kaynak sonlandırmaları için, v Vs- (0 . dv (t) and vg.d. (t) nin dalga şekilleri SPICE geçici-hal analizi ile bulunmuştur. Bu dalga şekillerini, (1) ve (3) bağıntılarını HFD(FFT) de kullanarak Fourier katsayıları hesaplanmıştır. Bunun sonucunda 4. ve daha yüksek mertebeden katsayıların hızlı bir düşüş gösterdikleri gözlenmiş ve bu nedenle bu yüksek mertebeli terimler göz ardı edilmiştir. Bu varsayım altında ve ikinci harmonik pompalama için frekanslardakı ve C(t) nin Fourier , = co. - 2cn (O 0 -ü), '03., = 0), - 30)o ve gerilimlere katsayıları, [Q] da diagonal frekans matrisidir. Şekil-2 de Kirchoff bağıntıları kullanılarak karıştırıcının çok kapılı matris bağıntısı; [E, 0 0 0 0 0 ] T = şeklinde yazılabilir Buradaki aşağıdaki gibi parçalanabilir a Buradaki alt matrisler ise; olduğu da göz önüne alınarak, karıştırma sonucu ortaya çıkacak ürünler; -4CDÜ - -03, akım ilişkin matrislerdir. [R] ve [C] matrisleri, R(t) Û)I"2CÜ0 0 ) . 4 = 03, (7b) olarak yazılabilir.. Burada. [ v n ] ve [ l n ] söz konusu N(t) (7a) • -C0, -W 03, = 0 3 -Cû (6) ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 525 - ] (8a) Z matrisi (Sb) (8c) olarak yazılabilir. Burada, - Jı 0 R" -do) '«v(0(X) Burada, u o - g ^ R ^ + gm,R*ds: +g*m:R d s : , |A, — g R g + R, olup, g m ı veR d s ı (i = 0,2) ,g m (t) ve R d J (t) nin k=l,2,3 J R,, +g ^ R ^ ,R Fourier bileşenleridir. R^ nin ortalama değeri göz önüne alındığında, (10) bağıntısı literatürde daha önceden temel harmonık pompalamalı karıştırıcılar için çıkartılan bağıntılarla [7],[8] ayni biçimi alır [Q]L s [l] IV. DEVRENİN DAVRANIŞI. k =4,5,6 Bu bağıntılarda, [R^] ,[g m ] ve [c^] matrisleri RF geniş bantlı empedans uydurucu ve IF devresi Microvvave Harmonica programı yardımıyla hesaplanmıştır. İki adet MESFET (NE 71000) devrenin gerçeklenmesinde kullanılmıştır. Şekil 3a ve 3b de gösterildiği gibi, 3 dB lik bir kazanç veren optimum çalışma koşullan aşağıdaki gibi bulunmuştur. R J s ( t ) , g m ( t ) ve css(t) nin dönüştürücü L, = \2GHZX JML,[i]-[sJ[Rı,][y!,r matrisleri olup, [I] da birim matristir. V G JV tanım - - 1 2 dBm i. RF ve I^^apıları arasındaki elde edilebilir kazancı -0.4 V, P LÖ = 16 dBm, GS ' III. DÖNÜŞTÜRÜCÜ KAZANCI güç • = 5.965 GHZ, f [F =70A///r, L0 gereği; m 2, c (9) i 5 t/l şeklinde yazılabilir. Burada; R, ve R,, z, ve z0 nin gerçel değerleridir. MESFET'lerin savak-kaynak arasına uygulanan YO işaretlerinin zıt evrede olmaları nedeniyle, (1), (2), (4a) ve (4b) bağıntılarından tek sayılı Fourier bileşenlerinin zıt işaretli olacakları ve çıkışta bu frekanslı bileşenlerin yok olacakları söylenebilir. Bazı yaklaşıklıklar altında (9) bağıntılarının (10) da kullanılması sonucunda optimum güç kazancı aşağıdaki gibi elde edilebilir. o C O 2 0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 dBm r 20 dBm dBm -16 -18 -20-1 -22 Şekil-3a. 04 0.6 0.8 VGS ve P L 0 ile kazancın değişimi olarak bulunmuştur. X bandında geniş bantlı empedans uyumu sağlayan devrenin toplu elemanlı eşdeğeri Şekil-4 de gösterilmiştir Devre; Duroid ( e r - 2. 2, h - 0. 4 mm) taban üzerinde gerçeklenmiştir. Boğucu bobin ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 526 - ve bağlama kondansatörleri dışındaki elemanlar mikroşerit olarak gerçeklenmiştir. Transformatör 1:1 asılı şerit hatlı balundur [9]. P R F : -15 d B d i Şekil-5b. Karıştırıcı maskesi alt görünümü. KAYNAKÇA /I/ M. Cohn, J. E. Degenfort. B. A. Ne\vman. "Harmonic mi\ing uıth antiparallel dıode paır" IEEE. MTT, vol.MTT-23. 1975, pp 667-673. 2-E.R.Carlson. M.V. Shneıder.T.F.McMaster "Subharmonically punıped mıllimeler ua\e mi\er."IEEE ırans. MTT. vol MTT-26. 1978 pp. 706-708 O 3 6 9 12 İS 18 21 '3/ O. Palamutcuoglu. "Second harmonıcalU punıped MESFET mixer."Procceding of the 8th colloquium on nıicroua\e conununication. 1986 Budapest. pp. 237-238 Fig. 3b. P L 0 ve VDS ile kazanç değişimi -4/ M. Joao Rosarıo. J Costa Freire. "Desıgn ıechnıque for MESFET mixer for nıa.\ımum conversion gaın." IEEE trans. MTT. vol. 38. no 12 Dec 1990. pp. 1972-1979 5/ T. Kacprzak. A. Maıerca. "Compact de model of GaAs FETs for large sıgnal computer calculalion" IEEE Journal of solid-state circuits. vol. sc-18. No. 2. Aprıl 1983. pp 211-213 Şekil-4. Toplu elemanlı karıştırıcı devTesı 6/ S. A. Maaş. " Theor. and analvsıs of GaAs NESFET mixer "IEEE." ırans MTT .vol MTT-32. Oci. 1984. pp 14U2-1406. İ V DD İF RF 7,R. O. Pucel. D Masse. R. Bera. "Performance of Ga.As MESFET nıı.vers aı X band. "IEEE. trans MTT. vol. MTT-24. No. ö.Jııne 1976. pp 351-360 8/ G. Begenıann. A. Jacob. " Con\ersion gaın of MESFET dram nıi.sers. " Electronics Letters. Aug. 1979. vol. 15. No. 18. pp 567-568. LO .9/ O Palamutcuoglu. 1. Kurhan. "Broadband nucrouave mixer mounted on suspended lıne baluns", proc. Melecon ' 94 conference. Antalya. Turkey. pp 500-503 Şekil-5. Karıştırıcı maskesi üst görünümü ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 527 - OTA-C SÜZGEÇLERE ÜYGÜN OTA TASARIM ÖLÇÜTLERİNİN ÇIKARILMASI A l i Zeki Hakan Kuntman ÎTÜ E l e k t r i k - E l e k t r o n i k F a k ü l t e s i , E l e k t r o n i k Ana Bi1 im D a l ı , Maslak, 5ZET Bu çahşıada, basit uzun kuyruklu çiftin kullanıldığı siıetrik OTA yapısının, giriş doğrusallık aralığı, yükselle ejiıi, çıkış direnci, vb. haklılarından OTA-C süzgeçler için optiıizasyonusunulıuştur. Sonuçta elde edilen devre oldukça iyi perforıanslı bir OTAdır ve doğrusal 1 astına uygulamış bir giriş katı kullanıldığında ideal OTA davranışı göstermektedir. 1- GfRÎŞ Süzgeç yapılarının bütünüyle tümleştirilmesini olanaklı kılan anahtarlanmış kapasite (switched-capacitor:) süzgeçlerin istenmeyen yüksek frekanslı bileşenlerin temel banda girmeleri (aliasing), Nyquist mertebesi sınırlamaları, aktif elemanın yerleşme süresinin yarattığı frekans sınırlaması gibi sorunlara sahip olması ve performanslarının IMHz'lerden yüksek frekanslarda keskin biçimde kötüleşmesi C1:,C2:,C3D bütünüyle tümleştiri İmiş sürekli zaman (continuous-time) süzgeçlerin geliştirilmesini gerekli kılmaktadır; bu yüzden bu konu üzerinde oldukça yoğun çalışmalar yapılmaktadır. Klasik aktif-RC süzgeçlerin tümdevre üzerinde gerçekleştirilmeleri, dirençlerin kırmık üzerinde çok yer tutması, bağıl toleranslarının yüksek olması, sıcaklığa bakımlıkları, elde edi lebi 1 ir değer aral ıgının dar olması yüzünden yeglenmemektedirC 1 3, C41. Kal di ki elemanların, üret i m sonrası süzgeç yanıtını hassas olarak ayarlamak ve zamanla sıcaklık, yaşlanma, vb. yüzünden olacak kaymaları düzeltmek için yapılacak otomatik ayarı mümkün kılacak yapıda olması gerekirC2D,C53,C63. Buna bir çözüm olarak, direnç bölge1 sinde kutuplanmış MOSFET lerin ayarlanabilir direnç olarak kullanıldığı M0SFET-CsüzgeçlersunulmuşturC2], 171. Bütünüyletümleşt iri lebi lmelerinerağmen MOSFET-C süzgeçler, kullanılan işlemsel kuvvetlendiricilerin band genişliği sınırlamaları , dengelenmiş giriş-çıkış gerektirmeleri ve ayar yapılabilen bölgenin yeterince geniş olmaması gibi dezavantajlar taşırlar. Bunların yanında, işlemsel kuvvetlendiricilerden daha geniş bandlı olan OTA'- İstanbul ların aktif eleman olarak kullanıldığı OTA-C süzgeçler, kapladıkları alanın küçüklüğü, daha düşük güç harcaması, daha etkin frekans yanıtı ayarı (geçiş iletkenliği On değiştirilerek), ayar aralığının oldukça geniş olması (4 dekat kadar), yapı içinde topraklanmış kapasitelerin bulunması, daha az sayıda aktif eleman gerektirmesi ve tasarım basitliği, vb. bakımlarından MOSFET-C süzgeçlerden oldukça daha üstündürlerC5:,II8D;C9],C10:. Bu yüzden, son yıllarda, iyi performanslı OTA-C süzgeç yapıları oluşturmak üzere çalışmalar yapı lmaktadırC 11 D. Ancak OTA' ların süzgeç davranışını kötü yönde etkileyen bazı dezavantajları da vardır. Bunlardan en önemlileri, çıkış direncinin sonlu ve giriş katının (ki genelde bir uzun kuyruklu çifttir) doğrusallık aralığının dar olmasıdır. Bunun yanında giriş doğrusalı ık aralığının kuyruk akımı -dolayısıyla küçük işaret Gm'i- değiştikçe genişleyip daralması, çıkış direncininse çıkış tranzistorlarının DC akımı değiştikçe büyüyüp küçülmesi sözkonusudur. Bunlara bağlı olarak, - büyük işaretlerde doğrusallığın bozulması yüzünden genliğe bağımlı bir eşdeğer G,,, oluşur ve süzgeç yapısında frekans distorsiyonu yaratırC121. - çıkışa gelen bir yük kapasitesi, çıkışa yansıyan sınırlı bir akım ile (doğrusal 1 ık aral ıgının dışında girişteki tranzistorlardan biri kesime girer, digerindense sabit kuyruk akımı akar), dolayısıyla sınırlı bir hızla (sınır akımı ve kapasite değeriyle orantılı) dolup boşalabilir, ki bu da çıkış işaretinin biçiminin bozulmasına neden olur (slew rate: yükselme eğimi) C83.Cİ3]- temel entegratör yapısında (1 OTA ve çıkışına bağlı 1 kapasite) , çıkış direncinin frekans azaldıkça yük kapasitesinin empedansından yeterince büyük olamaması, o frekans bölgesinde entegrasyon işleminin yerine getirilememesine ve böylece bu entegratörün kullanıldığı süzgecin alçak frekans yanıtının bozulmasına neden olur (Bu etki özellikle yüksek geçiren ve band ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 528 - geçiren süzgeçlerde kritikleşir): biçiminde de verilebilir. Gösteri lebilir ki, gerilim-akım dönüşümünün 399 doğrusal olabilmesi için | VII ••.'0.23VQSa olmalıdır: M. 2- OTA'NİN OFTMÎZE EDİLMESİ Sekil-ı 'de basit simetrik OTA yapısı verilmiştir. Burada, ?1±-Î"I= tranzistorları ve la akım kaynağından oluşan B : 1 , -»' IS L, 1 : M6 VDD Seki 1-1 Basit simetrik OTA. kat, işi emse 1 kuvvet 1 end i r i c i 1 er i n ve genelde OTA'ların temel giriş katı olan uzun kuyruklu çifttir(UKÇ). 2.1 Uzun Kuyruklu Çift UKÇ, basit yapısı, geniş bandlı oluşu yüzünden -küçük giriş genlikleri için- oldukça iyi bir geri 1 im-akım dörsüştürücüsüdür. UKÇ için küçük işaret geçiş iletkenliği 2.2 Giriş Çalışma Aralığının Genişletilmesi UKÇ'yi doğrusalı ast ırmak için değişik yöntemler kullanan birçok çalışma yayınlanmıştır. Ancak, oluşturulan çok say I'. :a iç düğüm nedeniyle, öneriler, devre i er i n band gen i ş1 i k i er i t eme i üKÇ'ninkinden oldukça dar olmaktadır Clö]. Bu yüzden bu çalışmada yalnızca UKÇ'nin çalışma aralığının optimize ^3dilmesi amaçlanmıştır. (2) ve (3; bağıntıları ndan görü1ece»i üzere, UKÇ'nin çalışma bölgesini genişletebilmek için I^,'yi büyük seçmek ve/veya giriş transistorlarının U/L boyut oranlarını küçültmek gerekecektir. Ancak yapılan anal izler göstermektedir ki , la'yi sabit tutup - Vrssa'yu büyütmek üzere y/L oranını küçültmek an uygun çözümdür. Ne yazık ki bu durumda 1^, değeri •: 1 ) uyarınca düşmektedir: fakat basit simetrik OTA 1 da bu sorun çözülebilir. Şek il-! 1 dek i OTA' da, ~ ı k ı şa 3kt ar ı 1abilecek en büyük akım ki yükselme eğ i m i davranışını be i i r1emektadi r>, Bla olmaktadır. B katsayısı, giriş transistorlar ındanç ıkı ş transistorlarına akım aynalama oranıdır. 0 -aman basit simetrik OTA için geçiş i 1 etken- t1 biçiminde verilebilir. îşlernsel kuvvet 1end i r i c i 1erde, uygu1 anan ger i besleme giriş fark gerilimini çok küçük tuttuğundan UKÇ oldukça doğrusal davranır. Oysa OTA' lar açık çevrimde kullanılır ve kirişe =relen fark serilimi VI belirli bir bölge dışına çıkarsa tranristorlardan biri kesime girer ve gerilim-akım dönüştürme işlevi tozulur. Uzun kuyruklu çift için bu bölge, k^Ç-,,,/2 giriş transistorlarının geçiş iletkenliği parametresi, U/L ise boyut oranları olmak üzere. (2) ^^TWLT biçimindedir: 15:. Bu bölge, V Q giriş transistorlarının geçit-kaynak kutup1ama eerilimleri olmak üzere, S S biçiminde verilebilecektir. Çıkış düğümünde bir C_ kapasitesi varsa (çıkış düğümünün parazitik kapasitesi de bu delere katılabilir), yükselme eğimi YEbiçiminde verilecektir. Çıkış direnci ise .. R 1 (6) olmaktadır. Eurada JU ve İ M , çıkıştaki P!"!OS ve NMOS tranzistoriarın kanal boyu modülasyonu parametreleridir. Giriş doğrusallık aralığını artırmak üzere n± ve M = 'nin U/L' lerinin küçültül meşinin neden olduğu G^, düşmesi B'nin artırılması ile giderilebilir. Eu durumda (5) u v a r m c a '/ükselme eğimi ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6.. ULUSAL KONGRESİ - 529 - I daha da iyileşmiş olacaktır. Ancak çıkış direncinin aynı oranda küçülmesi oldukça büyük bir dezavantajdır. 3u dezavantaj ise devrenin frekans davranışını bozmayacak daha yüksek çıkış dirençli akım aynaları (örneğin kaskod akım aynaları) kullanılarak giderilebilirdi]. 2.3 Kaskod Akım Aynalarıyla Çıkış Direncinin Artırılması Kaskod âkım aynaları, basit akım aynalarından çok daha doğruluklu aynalama yapmalar: ve çıkış düğümüne yansı yarı kapasiteyi düşürmeleri açısından ia IVant aj11dır1ar. Ancak, bun1arın yanında, çıkış işaret inin daeişirn aralığı sınırlanmış olmaktadır. Böyle bir sorunu büyük ölçüde giderebilmek üzere, bir "üstün kaskod" çıkış katı kullanı labi 1 ir. Beyle bir devre Seki 1-2 ' de görülmektedirC'71. 3u devre, aynı kutuplama akımlar: ve aynı boyutta tranzistorlar için, klasik kasked yapıların sağladığından kabaca 50-100 kat daha büyük çıkış dirençleri sag1smakta, buna karşın, düzgün çalışmaları için gereken minimum Seki1-2 çıkış gerilimi üstün kaskod devre. klasik kaskod yapılarınkinden .*30-60 daha düşük kı11 ns'o i 1 mekt ed i r. Bunun yan ı nda, ç: k ı şa yarısı yan kapasite de yarı yarıya azalrna kt ad ı r. Yap mm çıkı ş d i rene inin bü yüklüğü, N noktasının bir negatif geri besi eme :I I., ile \-' r .sn oluşan kuvvetlendirici ve İV = 'dan oluşan ger: 1 im izievici boyunca) yardımıyla sabit tutulmasıyla sağlanmaktadır. Çıkış işaretinin sal m i m aral ıgı, ÎV-'ün V s s ' si Mı..j.' i doyma sınırında tutacak değerde .yani VQSk;-=VI33Kj.-VTi.. i ' o i ursa, düzgün çalışma için gereken minimum çıkış gerilimi an düşük değerde olur. Seki 1 -1 ' deki M,, M« ve PIQ Şek: 1 -2 ' de verilen devrenin uygun PPI03 veya NMOS ver s i yonuy 1 a deg i şt i r i 1 i rse, e 1 de edilen OTA çok yüksek çıkış dirençli ve çıkış salınım aralığı klasik kasked yapınınkinden daha geniş olur (Klasik kaskod yapıda W 3 ve PU'ün altına gelecek ek tranzistorların girişe gelecek pozitif ortak işaretleri sınırlaması, önerilen yapınınsa böyle bir dezavantaj inin olmaması da bir üstünlüğüdür). Akım aynalarında, aynalaman in yüksek doğruluklu olabilmesi için "akımı ayna1ayan ve akımın ayna1andıg: transistorların Vr=s'leri yanında 7c.s'leri de olabildiğince eşit olmalıdır, önerilen devredeyse, kaskod yap11 ar i ç i p. sabit ÎL,: kaynağı kullan: İması , ayna lanan akım Cve dolayısıyla akımı ayna iayan tranzistorun 7r5 S =7 c s si '. değişse de, akımın aynaiandıgı Mı. j. tranzist.;rur.un 7 o s 'si '7C.S^:J.) u.' nın bel irledi gi sabit bir değerde "7,3Sı.. -) >a i inaktadır (Bkz. Şekil-2). Eu ise, kanal boyu modülasyonu etkisi yüzünden yeterince doğru bir aynalamaya engel olmakla kalmayıp bazı durumlarda Mt,;i ' in deymasız bölgeye girmesine neden olacaktır. Bunları engellemek için, -1"L-I' in 7 C . S sini akımı a^/nalayan tranzisterunkine Şekil-3 Surıulan yeni OTA yapısı. eşit kılmak üzere- Iı. akımını Jlı/in ak: m ı na eş it ol acak b i ç i iTnde bag ı n 1 : kılıp fi,.-; 'ün Iıl/L'sini ML. ' inkine •;şi" seçrî>ek uygun olacaktır. Sonuçta elde ~d i 1 en devre yap ı s ı Şek i 1 - 3' t e gö rü. 1 mekt'edir. Devrede, Iı,- akımı doğrudan bir .akım aynasıyia •'?!*=•) sağlanabilirken , ku 11 an 11 acak ak ı m aynas ı say ı .s ı n ı minimum yapmak üzer-a Iı,± ve Iı- ak im kaynakları IJ, ve Ij. veya I = 'nin farklarıyla sağlanmıştır (îu:J.=Ij,-Ir;=Ii, U:==I-a-Ii = I=) • Böylece O T A ' n m opt imi zasyonu camamlanmışt ir. Şu bel irt i İmelidir ki, Seki 1-3'teki devrede UKÇ yerine başka çalışmalarda elde edilmiş yet er i nce dogrusa 1 hücre 1 erden birinin ku i 1 an 11 mas ı durumunda, - band ,^en i .=1 i - ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 530 - :I ği sınırlaması kritik değilse- ideale oldukça yakın bir OTA yapısı elde edilmiş olacaktır. 3. SPICE SÎMÜLASYON SONUÇLARI ve SONUÇLARIN DEĞERLENDİRİLMESİ 3.1 Giriş Çalışma Aralığı Şekil-!'deki devrede - Gm=st kalacak biç i irde S ayarlanmak üzere - ilj. ve P!= -in boyut oranlarının :<J/L=30.miv5um ve jJ/L=!5um/5urn olmasına karşı gelen lo-Vj. e gri a i l e l e r i CI^, parametre) s ı rasıyla Şekil-*ı ve Şekil-5'te v e r i l miştir. Görüldüğü gibi , sabit I.& ve kod akım aynalı bir OTA'yla enteeratör işlevi ve süzgeç davranışına etkileri açısından karşılaştırma biçiminde yapılmıştır. Seki 1-6'da üstün kaskod ve klasik kaskod O T A ' l a r m SpF'lık bir kondansatörle birlikte oluşturduklar: ant egrat ö r 1 er i n karş I 1 aşt ı rmas ı yap 11 maktadır. Şekilden de görüldüğü gibi, yeni OTA'yla kurulmuş enteeratör olK(dB) -ustun laskod «ntegtator klası entegrator sabit G^, IÇIP., - M / D I ' I I daha küçük o- lan devre daha geniş g i r i ş gerilimi arai:ğir.da ça iışab i l i yor. Bu sayede yükse i me eğ i m i de iyi 1 eşmekt ed i r. I j »A) FtBkans Şekil-6 Klasik ve "istürı kaskcd C ent e.gr at ö r davran işlin dukça geniş bir frekans aralığında entegrasyon M / s ) işlemini gerçekleş"ireb i 1mes i ne karşın. ki as i k kaskod : TA'lı entegrator düşük frekanslarda -5 -4 -2 Oy (V-, 2 4 5 Şekil-4 I O - V I eğrileri (W/L=30um/5um). r 1 n Şekil-7 OTA-C band geçiren süzgeç -1 -S - 4 - 2 0 3 Yı (V5 * 5 Şekil-5 Io-Vi eğrileri (U/L=l5.um/5.um) . 3-2 iîstün-Kaskod Akım Aynalı OTA Tasarlanmış olan üstün kaskod akım aynalı OTA'nın incelenmesi, aynı kutüplama koşul ları, aynı tranzistor boyutları ve aynı G m 'e sahip klasik kas- frekanstan bağımsız bir davranış şergili yor (kayipli entegr â13r). Bunun nedeni, frekans düştükçe yük kapasitesinin empedans inin .art I p OTA mn ç i kış direnci mertebelerine ulaşması ve gittikçe ondan daha büyük olmasıdır. Bu davranışın tipik bir etkisini göstermek üzere, her iki OTA'yla Şekii™'de görülen band geçiren süzgeç kurulmuş ve frekans eğrileri Seki 1-3'de verilmiştir. Görüldüğü gibi, frekans düştükçe belirli bir sınırın altında ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 531 - sabit bir zayıflatma var. Çıkış direnci yüksek olan (50-6011 û ) yeni devrenin zayıflatması oldukça yüksekken, diğer devrenin zayıflatması daha düşük görülmektedir. Basit simetrik OTA'da bu davranış çok daha kötü olmaktadır (tipik olarak -yalnızca 20-30 dB'lik savı fiatma)- inuous-tiae active integrated filters. IEE EL21,n18,1985. [5] GEIGER.R.L., SANCHEZ-SINEHCIO.E.: Active filter design using operational transconductance aaplifiers: A tutorial. IEEE CircDev.Hag-, Harch 1985. [6] KRUHHENACHER.F., JOEHL.N.: A 4-HHz CHOS continuous-tiae filter »itn on-chip autouatic tunins. IEEE SSC-23, a3, 1988. [71 CZARNUL.Z.: Hodification of Banu-Tsividis continuous-tiae integrator structure. IEEE CAS-33,s7,i986. C81 ŞALVAR,H-S.: Electronically contr-ollad active-: filters and equalizers »itli operational transconductance aapiifiers. IEEE CAS-31,n7,i984. C93 HAİROCKI.R.: Electronically contr-olled OTA-C: filter »ith FLF structure. Int. J. Circ- Theo. App., .M6, nt, 1988. Frekans Şekil-8 Klasik ve üstün kaskcd OTA-C E a n d G e ç i r a n S ü z s e ç 'davranışları - UO] VAMPETEGHES.P.H., FOSSATI,H.H. .3ICE,G.L. ,LEE, = -: Design of a very linear CHOS transconductance input stage for contin.-tiae filters. IEEE SSC-25,n2, 1990. [IIHCAR.C, AHDAT.F., KONTHAN.H.: On the reali:ation of OTA-C filters. Int. J- Circ. Theo. Appl., v2t,!993. 4.SONUÇ [12] TSIVÎDÎS.T.P-: Integrated continuous-time filter design - An overvie». IEEE SSC-29,n3,1994. OTA-C süzgeçlere uygun bir OTA yapısı sunulmuştur. Giriş katında temel uzun kuyruklu çift kullanıldığından yüksek frekans davranışı oldukça iyidir. Doğrusallık aralığının optimize edilmesi için yöntem önerilmiş, bu yöntemin diğer özellikleri bozmasını enge11emek üzere düzen i eme1er yap11mıştır. Çıkış katı olarak üstün kaskod bir yapı özgün biçimde uyarlanmış ve birçok bakımdan kaskod OTA'dan bile çok daha iyi performans elde edildiği gösterilmiştir. Giriş katında, doğrusa i 1 ast ı rms t ekn iki er i uygu i anm ı ş far:-: çifti kullanıldığında, sunuian devrenin, OTA-C süzgeçler için ideale oldukça yakın bir OTA olacağı açıktır. C131 KDRTHAH.H.: 3i«ple and accurate nonlir.ear OTA .nacrosodel for siaulation of CHOS OTA-C active filters. Int. J. Electronics, v77,na,!994. KAYNAKÇA [t] TORRAHCE.R-R.. VÎESANATHAN,T.H-, HANSON,J.7.: CHOS voltage to current transducers. IEEE CAS-32,3İ1,!985. C23 TSI7IDIS,!.?., 3ANÜ,.1!., KHOURY.i.: Continuous-tiıe H0SFE7-C filters in VLSI. IEEE CAS-33,n2,1986. [3]GOP!JATHM 1 ». 1 TSIUDIS I T.P.,TM 1 X. .HESTER.R.K.: Design considerations for high-frequency continuoustime"fiîters and iapleaentation of ân anti-aliasing filter for digital video. IEEE SSC-25,n6,1990[4] PENNOCK,J.L.: CHOS triode transconductor for cont- [14] söDûI.L.: Aktif OTA-C Süzgeçlerinde uygun OTA Problemi. Tiiksek Lisans Tszi, î.T.3. Fen Bil isleri Enstitüsü, Ocak 1995. [15] SACKIHGEP.E., GDGGESBOHL.il.: Aversatiis buildiag block: the CHOS differential difference aaplifter. IEEE SSC-22,n2,'987. [16] NR07A.3-, SESVÎSa.î.: Linear C30S transconductance eleaent for VHF filters. IES EL-25,n7,1989. [17] SACKIHGER.E., 3ÖGGENBÜHL,î.: A high-SHİng, high iapedance 30S cascode circuit. IEEE SSC-25,n1,'99G. Ali Z ^ c i . 1968 y ı l ı n d a K i br ı s' t a doğdu.' Temmuz ğ ; j a 13t a n b u 1 T e k n i k üniversitesi Elektron i k -Haberieşmeîfüh- B ö lümü'nden mezun olduYüksek L i şans öğren i m i ni î-T.ü. F e n B i l i m l e r i Enstitüsü, Siektronik-Haberleşme MühBölümü'nde Şubat 1993'te tamamladıEylül 1 9 9 1 ' d e n b u y a n a î-T.ü. E l e k trik-Elektronik Fakültesi Elektronik Anabil im Dalı'nda araştırma görevlisi o l a r a k ç a l ı ş m a k t a d ı r - îlgi a l a n l a r ı içinde, WOS analog tümdevre tasarımı, elektronik elemanları ve modellenmesi bulunmaktadır- ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 532 - İKİNCİ HARMONİK SAVAKTAN POMPALAMALI MİKRODALGA MESFET DAĞILMIŞ PARAMETRELİ KARIŞTIRICILARIN KURAMI VE TASARIMI A. Hakimi DARSINOOIEH, O. PALAMUTÇUOĞLU, M. Tuna ORDU İ.T.Ü. Elektrik-Elektronik Fakültesi. Ayazağa, İstanbul ÖZET gösterilen MESFET'in doğrusal almayan modeli (Curtice model [5]) kullanılmıştır. İkinci harmonik savaktan pompalamalı üç katlı dengesiz ve iki katlı dengeli dağılmış parametreli karıştırıcıların davranışları incelenmiştir. Doğrusal olmayan GaAs MESFET modeli kullanılarak Microvvave Harmonica programındaki doğrusal olmayan simulator yardımıyla optimum çalışma koşullan araştırılmıştır. 70 MHz lik bir IF frekansı ile 2-12 GHz frekans bandında dönüştürme kazancı dengesiz form için T0,5 dB, dengeli form için TI dB olarak elde edilmiştir. I. GİRİŞ Şekil-1 Dağılmış parametreli karıştırıcı Dağılmış parametreli karıştırıcı tasarım ilk olarak Tang, O., Aitchlson, S., tarafından ele alınmıştır [1]. İkinci harmonik pompalamalı Schottky Diyod ve GaAs MESFET karıştırıcılar değişik çalışmalara konu olmuştur [2], [3], [4]. Dağılmış parametreli karıştırıcı düşüncesi, ikinci harmonik pompolamalı karıştırıcı ile birliştirildiğinde her iki tip karıştırıcının performansına sahip yeni bir devre yapısı ortaya çıkar. Bu makalede MESFET' lerin doğrusal olmayan modelini kullanarak ikinci harmonik pompalamalı karıştırıcının kuramı verilmektedir. 2-18 GHz frekans bandındaki farklı kutuplama koşulları ve saçılma parametreleri MESFET'lerin parametre optimizasyonu için kullanılmıştır. II. KURAMSAL İNCELEME MESFET'li dağılmış parametreli karıştırıcının ilkesi Şekil l'de verilmektedir. Doğrusal olmayan analizde, Şekil 2'de Analizde Şekil 3'de gösterilen kayıpsız GaAs MESFET modelinden yararlanılmıştır. Her MESFET'in çıkış kapasitansı Cds ve giriş kapasitansı Cas, toplu parametreli yapay transmisyon hattı haline getirmek içni dışarıdan eklenen endüktans ve kapasiteler (C_) ile birleştirilmiştir. RF işareti geçit hattının girişine, LO işareti ise savak hattının girişine uygulanmıştır. Bu nedenle MESFET'in eşdeğer devre elemanları ( C g s , g m , R d s ) LO işaretiyle peryodik olarak değişirler. Bir savaktan pompalamalı karıştırıcıda C a s doğrusal bir eleman olarak kabul edilebilir. Bu analizde gm en etkin doğrusal olmayan eleman kabul edilmiş ve R d s yerine zaman ortalama alınmıştır. değeri olani?^ g m (t) nin frekans harmonikleri Fourier analizi ile aşağıdaki gibi ifade edilebilir: ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 533 - Şekil 3'deki gm ve R^ (2) bağıntısından aşağıdaki gibi bulunabilir: ı -ı 'n = —ff ***» Vd't' "(3) v 'g s'(t) , d's'(f) ve Vg,d,(t) nin dalga şekilleri Microvvave Harmonica programıyla v belirlenmiştir. g m (t) nin Fourier katsayıları AFD (Ayrık Fourier Dönüşümü) veya HFD (Hızlı Fourier Dönüşümü) kullanılarak hesaplanabilir. Şekil-2 MESFET'in doğrusal olmayan modeli Şekil 2'deki akım kaynağı ij aşağıdaki gibi yazılabilir [4]: id, = p (1 • X VJV) tanh (<x K,,,,) ( 7 f V - Kr)2 (2) Burada a, (3, X ve VT FET'in parametreleridir. Bu parametreler bir bilgisayar optimizasyon programında Rosenbrock algoritmasını kullanarak eğriuydurumu tekniğiyle hesaplanmıştır. İki hatlı tasanmdaki amaç, IF çıkış akımlannın verilen bir RF işareti için her MESFET'in savağına aynı fazda gelmesidir. LO işaretinin dalga boyu, savak hattındaki ikinci harmonik pompalama nedeniyle geçit hattındaki RF işaretinin dalga boyunun yaklaşık iki katına eşittir. Savak hattındaki endüktansların gerçeklenmesinde kulanılan mikroşerit hatların uzunluğu, geçit hattındakileri göre iki kat olmalıdır. Bu şartlar altında şekil 3'deki K. FET'in C^'e karşı gelen gerilimi aşağıdaki şekilde ifade edilebilir [6]. 'ek _ 1/2 " 'RF ı- U, O). (4) Burada Yg=ot.g j$g geçit hattındaki yayının fonksiyonudur. <>„ ve /? her bölüm için zayıflatma ve faz" kay maşıdır. u$j giriş + frekansı, ug= geçit devresi radyan R C i gs ŞekiI-3 MESFET'in yaklaşık doğrusal modeli kesim frekansı u»c=2ırfc hatlann radyan kesim frekansı. Hatlann faz hızlannın eşit olması gerektiğinden hatlann kesim frekanslan da aynı olmalıdır. Bu nedenle, ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 534 - (5) olmalıdır. Burada C a s = C d s + C p (Şekil 1). K. FET'in akım iradesi yaklaşık olarak aşağıdaki gibi verilebilir: CC (cB) • 70 MH2 • pe'ı m»nı u | -1. •i-3- »o E gL D V w f (r)ex (^RF . 2 \ "i 1/2 Şekil-4 Kuramsal ve deneysel dönüştürücü kazancı değişimi l-jarctan( -J 2 1 (<»RF] (6) K. akım üretecinin IF bileşeni (6) bağıntısının frekans katlaması ve fIF (% = ^RF"-^Lo) katsayısının seçimine göre elde edilebilir. Her FET'ten savak hattına doğru yayılan tüm IF akımlarının vektörel toplamı: I I F olduğuna göre, AF gücü; (7) verilmektedir. Giriş ve çıkış hatları ve kutuplama devreleri burada açıkça görülmektedir. Devrenin davranışı bilgisayar optimizasyonunda elde edilene göre daha kötüdür (Şekil 4). Bu durum, FET lerin dışardan taban üzerine lehimlenmesi ve devre üzerinde kullanılan diğer elemanların ideal olmayışlarından ileri gelmektedir. Devre MMIC formda gerçekleştirilmesi durumunda daha iyi bir davranış göstereceği beklenir. IF — Load olarak yazılabilir. Zj-, AF için yük empedansıdır. Verilen bir RF gücü için, / P. \ dönüştürme kaçancı dB olarak 10log —P bağıntısından hesaplanmıştır. \ KF) Şekil-5 Uygulamada gerçeklenen devrenin maskesi III. SONUÇLAR: Optimum sonuçları kullanarak üç katlı bir dağılmış parametreli karıştırıcı gerçekleştirilmiştir ve 2-12 GHz frekans aralığında T 0,5 dB dönüştürme kazancı elde edilebileceği görülen karıştırıcının yapısı şekil l'de gösterilmektedir. Devre Duroide 5880 taban (e R =2,2, h*0,4 mm) üzerinde gerçeklenmiştir. Devrenin film baskısı, gerçek ölçülerde şekil 5'de KAYNAKÇA [1] Tang, O.S.A. and Aitchison, C.S., "A Very Wide-Band Microwave MESFET Mixer Using the Distributed Mixing Principle", IEEE Trans. on Microvvave Theory and Tech., vol. MTT-33, No. 12, pp. 1470-1478, ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ • 535 - Dec. 1985. [2] DEGENFORD, E., CHOMN. M., NEWMAN, A., "Harmonic Mixing With an AntiparaJle Diode Pair", IEEE Trans. on Microvvave Theory and Tech., Vol. MTT23, No.8, pp. 667-673, Aug. 1975. [3] PALAMUTÇUOĞLU, O., "Second Harmonically Pumbed MESFET Mixer", Proceeding of the 8th Colloquium on Microvvave Communication, Budapest, pp. 237-238, 1986. [4] DARSINOOIEH, A. H., PALAMUTÇUOĞLU, O., "Nonlinear Analysis of Subharmonicaily Drain Pumped Mixer", IEEE MTT-S, European Topical Congress on Technologies for Wireless Applications, pp.35-39, Turin, Italy, Nov. 1994. [5] ROSARIO, M., FREIRE, J., "Design Technique for MESFET Mixer for Maximum Conversion Gain", IEEE Trans. on Microvvave Theory and Tech., Vol. 38, No. 12, pp. 1972-1979, Dec. 1990. [6] BEYER, J.B., PRASAD, S.N., "MESFET Distributed Amplifıer Design Guidelines", IEEE Trans. on Microvvave Theory and Tech., Vol. MTT-32, No.3, pp. 268-275, March 1984. Osman PALAMUTÇUOĞLU'nın Özgeçmişi 1946 yılında İzmir'de doğdu Yüksek Lisans eğitimini 1971 yılında İ T Ü . Elektrik Fakültesi Zayıf Akım Kolu'nu bitirerek tamamladı. Ayni yıl NATO Yurt Dışı Doktora Burs Sınavı'nı kazanarak Doktora çalışması için İngiltere'de Bradford Universitesi'ne girtı ve bu çalışmasını 1974 yılında tamamladıktan sonra 1 yıl ayni üniversitede araştırmacı olarak çalıştı. 1976 yılı başında İ.T.Ü. Mühendislik- Mimarlık Fakültesi Elektrik Bölümü'nde Dr. Asistan olarak çalışmaya başladı. Ayni Fakülte'de 1981 yılında Doçent unvanını aldı ve 1982 yılında İ.T.Ü ElektrikElektronik Fakültesi Elektronik ve Haberleşme Müh. Bölümü Elektronik Anabılim dalı kadrosuna katıldı. Ayni yıl Uludağ Üniversite'si Mühendislik Fakültesi'nde iki yıl için görevlendirildi ve 1984 yılında eski görev yerine döndü. 1988 yılında Prof. unvanını aldı ve halen burada öğr. üyesi olarak görevini sürdürmektedir Prof. Palamutçuoğlu Aselsan Elektronik Harp ARGE laboratuarlarında. TÜBİTAK MAM Elektronik Bölümü ve TELETAŞ Radyo ARGE laboratuarlarında danışman olarak görev aldı ve değişik projeler üzerinde çalıştı. Genelde. Mıkrodalga ve Yüksek Frekans devre ve sistem tasarımları üzerine uzmanlaşmış bulunan Prof. Palamutçuoğlu'nun Uluslararası dergilerde yayınlanmış 6 adet makalesi ve değişik Uluslararası ve Ulusal kongre ve seminerlerde sunulmuş ve basılmış çok fazla sayıda tebliği bulunmaktadır. Prof. Palamutçuoğlu evli ve 4 çocuk babasıdır. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 536 - DÜŞÜK DİSTORŞİYONLU ANALOG ÇARPMA DEVRELERİ GERÇEKLEŞTİRİLMESİNE YÖNELİK YENİ BİR TOPOLOJİ >uzhan Çiçekoğlu H. Hakan Kuntman Boğaziçi Ü., M.Y.O. Elektronik Prog. 80815 Bebek-Istanbul İ.T.Ü., Elektrik-Elektronik Fakültesi, 80626 Maslak-Istanbui 2. ÖZET: Bu çalışmada analog çarpma devresi temel yapı taşı Gilbert dörtlüsü harmonik distorsiyon açısından incelenmiş, analizlerde doğru gerilim transfer fonksiyonunun seri açılım metodu kullanılarak minimum distorsiyon şarü için eleman değerleri ve çalışma noktası bulunmuştur. Çalışmanın ışığında dörtü üzermde yüksek doğruluklu çarpmaya yönelik değişiklikler yapılması önerilmiştir GİLBERT DÖRTLÜSÜ Bipolar geçiş iletkenliği tekniğini kullanan dört kadranlı analog çarpıcıların yapı taşı Gilbert dörtlüsü iki adet akım çatalı /I/ çıkışının çapraz bağlanması sonucu elde edilmektedir. Elde edilen devrenin blok şeması Şekil: 1 ve gerçekleştirilmesi Şekil: 2 de verilmiştir. Devrede görülen baz, emetör ve kollektör dirençleri, gövde dirençleri ve dış dirençler toplamını temsil etmektedir ve yapılan analizin genel olması bakımından dahil edilmişlerdir. Devrenin analog çarpma yapması için gereken iki girişten birisi v. gerilimi diğeri / 0 1 - 1. GİRİŞ: fark akımıdır. ICAI Birçok devre ve sistem uygulamalarında iki giriş sinyalinin doğrusal çarpımı ile orantılı bir analog işarete gereksinim duyulmaktadır. Doğrusallık, bir çarpma devresinin gerçeğe yakm sonuç vermesini etkileyen önemli faktörlerden birisidir. Doğrusal olmama harmonik distorsiyonu ise bir elektronik devrede doğrusal olmamanın bir ölçüsüdür. Kazanç kontrollü kuvvetlediricilerde ve analog çarpma devrelerinde çıkış sinyalinin doğruluğunu etkilmesi bakımından doğrusal olmama harmonik distorsiyonu önemli bir performans kriteridir. Analog çarpma teknikleri içinde çalışma bandı genişliği de göz önüne almdığmda değişik çarpma teknikleri içinde, doğrusal geçiş iletkenliği tekniği ve bu tekniği kullanan Gilbert dörtlüsü ön plana çıkmaktadır. 02 Şekil: 1 Bazdan sürülen Gilbert Dörtlüsü \'OUT2 'OUTİ 'EE "VEE Şekil: 2 Bazdan sürülen Gilbeit Dörtlüsü gerçekleştirilmesi Akım çatallarının akım bölme oram v. nin doğrusal bir fonksiyonu ise dörtlü aşağıdaki bağıntıya uygun şekilde dört kadranlı analog çarpıcı olarak kullanılabilir ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 537 - Burada v( ve /„ giriş değişkenlerini, k <,3 = / t ' o 0 - V , ^ ) = £ ^ ( 7 ^ - ^ , ^ ) v,"(3.9b) kazanç katsayısını ve /^ da çıkış değişkenini vermektedir. Çıkış değişkeninin (2.1) bağıntısı ile verilen ideal değerden sapma miktarı çarpıcmm doğruluğunun bir ölçüsüdür. Bu sapma büyük ölçüde akım çatallarının doğrusal olmama durumuna bağlıdır. Aşağıdaki bölümde çarpıcı çıkışındaki doğrusal olmama kaynaklı harmonik distorsryon için analiz sonuçlan verilmiştir. Önceki bir çalışmada yüksek doğruluklu 3. modelle 12,31 hesaplanan /1,4/ ters seri açılımları kullanılarak, Denklem 3.8 ve 3.9 dan DİSTORSIYON ANALİZİ SONUÇLARI n-l Küçük işaret çıkış akımı /<* bir yük direnci Şekil: 2 de verilen devre için aşağıdaki RL bağıntılar yazılabilir üçüncü •CA = >a + 'a = I&Q +'.-. + ^C3<2 + '.-3 = !CAQ +'.-. VV distorsiyonlar için v0 çıkış geriliminin tepe Ki = AhvVOVCEXQ) i =_/ (3-2) =-J[i fv,,V ) (3.3) üzerinden gerilime harmonik dönüştürühırse, distorsiyonu küçük değeri olmak üzere /!/, #As—ı 4 e, ve -Î2-v n 2 (3.12) 4 e, Devre topolojik olarak simetrik oluşundan ve denge durumunda loıç = Io2Q kullanılırsa 'Oı = ^OÖ+'OI (3-5a) 'WOÖ-'OI (3-5b) (3.5) ile ve denge durumunda VCEQ\ = VCBQ*, denklem 3.2 ve denklem 3.3 şu şekle gelir / __/ =-J[I -i^v^Vas) (3.7) ve küçük işaret çıkış akımı iM, denklem 3.6 ve 3.7 den Bu durumda gerekmektedir, dolayı çift harmonik üretmemektedir, toplam harmonik distorsiyonu pratik olarak üçüncü harmonik distorsiyonu tarafından belirlenmektedir. Ters -.seri dönüşüm formülleri III vasıtasıyla an ve cn ler bn ve dn ler cinsinden yazılırsa, _ 1 (3.13) Denklem 3.13 te bH ve dn ler 3.14-3.17 ifadeleri ile verilmiştir. \HD,\ ün kutuplama aşağıdaki seri açılımları noktası ve Rç ile değişimini gösteren üç boyuthı bilgisayar grafiği ve kontür grafik Şekil: 3 ve Şekil: 4 te görülmektedir. Grafiklerde termal gerilim Fr=26mV. ve transistor parametreleri (BlOl transistoru) P=240, A/=0.07, AM).575 dir. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 538 - 'oe^'01 16 ~ VT 'CEQ J FO CEQ Ri .15. •'op OQ l 'Ol ' CEQ T777 -2) J+ C£O PF CEÇ 5. 6000 Sekil:3 \HD,\ ün RQ ve V B I A S ile değişimi Vo =500mV. 0 1OOO2OOO30O040CO50006000700O Sekil:4 \tlD I ün Rç ve V g j ^ ile değişimi ("koyu renkli bölgeler düşük distorsiyonu temsil etmektedir) (.V- CEÇ 2> Rr- DENEYSEL DOĞRULAMA VE TARTIŞıMA Türetilen ifadelerde tanh-tipi doğrusal olmama durumu (giriş devresindeki doğrusal olmama), Early olaymm etkisi (çıkış devresindeki doğrusal olmama), baz, emetör, kollektör dirençlerinin etkileri, çalışma noktasının ve transistor parametrelerinin etkileri görülmektedir. İfadeler basitlikten uzak oldukları için ifadelerin kullanım metodu olarak iki ve üç boyutlu bilgisayar grafikleri ve kontür grafikler çizdirilme yoluna gidilmiştir. Bu grafikler üzerinden tasarım kriterleri göz önüne alınarak uygun eleman değerleri ve çalışma noktalarının seçilmesi önerilmektedir. Bu grafiklerin değişik transistor kullanıldığında farklı devre parametre setleri için verilen denklemlerden yeniden çizdirilmesi ve sonuca gidilmesi önerilmektedir. Elde edilen bilgisayar grafiklerinde |//D,| ün Rc ve kutuplama noktası ile değiştiği ve belli Rç kutuplama noktası çiftleri için sıfir geçişi olduğu görülmüştür. Sonuçların gerçeğe uygunluğunu araştırmak amacıyla Şekil: 5 te görülen devre kurulmuş, çeşitli Rç değerleri için VBL-IS değiştirilerek distorsiyon ölçümleri yapılmıştır. Deneyde B101 ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 539 - transistoru kullanılmış ve 500mV. çıkış değeri için ölçü yapılmıştır. Distorsiyonun sıfır geçişi yaptığı kutuplama noktasmm teorik sonuca çok yakm çıktığı gözlenmiştir. Şekil: 6 da teorik hesap, ölçü ve simulasyon 151 sonuçlanmn karşüaşürlması verilmiştir. distorsiyon şartmı yerine getirecek değişiklikler yapılması önerilmiştir. Gerek harmonik ve gerekse intennodülasyon distorsiyonunu doğru gerilim transfer fonksiyonunun seri açıhmmdaki katsayılanyla ile ilişkili olduğundan düşük harmonik distorsiyonu intennodülasyon distorsiyonunun da düşük olmasına yol açacaktır. Önerilen değişikliklerle elde edilen topolojilerin gerçekleştirilmesiyle devre tasanmcısmm yeni olanaklar elde edeceği, düşük hannonik ve intennodülasyon distorsiyonlu çarpma devreleri oluşturabileceği açıklar. KAYNAKLAR: Şekil 5 Deney düzeneği -20-j 1 \ -40-j m 1 Teori R C =6.3K R( = 40 Ûhms Olcu f=IKHz. Olcu f= 11KHz. Simulasyon 1=1 KHz. 1 4 -ao: 4 6 3 10 12 14 :6 Vbios (V) Şekil: 6 Teori Simulasyon ve Ölçü sonuçlarının karşiaştınlmadsı 6. SONUÇ: Bu çalışmada analog çarpma devresi temel yapı taşı fark kuvvetlendiricisi için yapılmış olan /4,6/ ve klasik Gummel-Poon modeli çözümünde ortaya çıkmayan distorsiyon özelliklerini içeren çalışmanın /4/ sonuçlan kullanılarak quad yapı için analitik bağıntılar elde edilmiştir. Hesaplanan analitik bağmtüann ışığında Gilbert dörtlüsü üzerinde modülasyon ve çarpma devresi uygulamalarında kullanılabilecek minimum IV Çiçekoğlu O., Novel Modiflcations on Analog MnltipUer Structores ta Reduce Nonlinear Harmonic Distortion in Variable Gain Ampliflen, Doktora Tezi (İT.Ü. Fen Bilimleri Enstitüsüne teslim edilmiştir). 1995, istanbul. IV Leblebici D., Geliştirilmiş bir Ebers-Moü Modeli, Rapor 80-14. İ.T.Ü. Elektrik Fakültesi, Elektronik ve Yüksek Frekans Tekniği Kürsüsü, 1980 /3/ Kontman H., Novd modiflcarion on SPICE BJT model to obuin extended accuracy, BEE Proc Pt. G.. Vol. 138, pp.673-678,1991 14/ Çiçekoğlu O., Kontman H., A Novel Approach to the Calcolation of Harmonic Distortion CoefTIcients in BJT DlfTerential Amp üflen. Mlcroelcctronics JonnıaL Ebevier Science PubUshers, Vol.25 (1994) pp.293-299 ISI Tekdemir E.L, Kuntman H.. Impiementation of a novel BJT model into the SPICE simulation program to obtain extended accuracy, International Journal of Electronics. Vol. 75, No.6, pp.1185-1199,1993 161 Çiçekoğlu O., Kuntman H., Distortion Anarysis in Emitter-Driven Variable-Gain Pairs, Proceedings of the Stith International Conference on Mlcroelectronics ICM-94. pp. 240-243, September 1994, istanbul. Oğuzhan Çiçekoğlu 1963 yılında istanbul'da doğdu. 1981 yılında istanbul Erkek Lisesi'ni, 1985 yılında Boğaziçi Üniversitesi Elektrik-Elektronik Mühendisliği Bölümünü bitirdi. 1988 yılında aynı bölümde yüksek lisans öğrenimini tamamladı. Aynı yü LT.Ü. Fen Bilimleri Enstitüsünde Doktora öğrenimine başladı. 1988-1991 yıllan arası Boğaziçi Üniversitesi Bilgisayar Mühendisliği Bölümünde araştırma görevlisi olarak çalıştı. 1991 yılında B.Ü. Meslek Yüksekokulu'nda iğretim görevlisi oldu. Halen aynı birimde Müdür Yardımcısı olarak görevini sürdürmektedir. Ügi alanları içinde analog tümdevreler ve düşük distorsiyonlu devre tasarımı yer almaktadır. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 540 - BİPOLAR TRANZİSTORLU GEÇİŞ İLETKENLİĞİ KUVVETLENDİRİCİLERİNDE LİNEER OLMAMA DİSTORSİYONU HAKKINDA Sadri OZCAN Adem CENGİZ H. Hakan KUNTMAN UU Elektrik Elektronik Fakültesi 80626 Maslak. İstanbul ÖZET Bu çalışmada yaygın olarak kullanılan BJT geçiş iletkenliği kuvvetlendiricisi yapış (OTA elemanı) lineerlik yönünden ele alınmış, yapılan simulasyon sonucu RLCJ lineerleştinne direncinin değiştirilmesi ile toplam harmonik distorsiyonunun değiştiği gözlenmiş ve optimum bir Rus(opt) değerinde distorsiyonun minimum olduğu ortaya çıkarılmıştır. GİRİŞ OTA çeşitli elektronik devre uygulamalarında yaygm kullanım alanı bulmaktadır. Başlıca uygulama alanları arasında, sıcaklık-gerilim çeviriciler, acaklıkfrekans çeviriciler, çoğullayıcı devTeler, analog çarpma devreleri, akım kontrollü gerilim kuvvetlendiricileri örnekleme-tutma devreleri vb sayılabilir. OTA elemanı kolektör akımları, bir ya da daha fazla sayıda akım aynası tarafından sağlanan bir fark kuvvetlendiricisinden oluşmaktadır. Bu nedenle girişe uygulanan gerilimle orantılı bir çıkış akımı elde edilebilmektedir. Giriş büyüklüğünün gerilim, çıkış büyüklüğünün de akım olması nedeniyle, giriş ve çıkış dirençleri büyük değerli, ideal halde sonsuz olur. Fark kuvvetlendiricisinin çalışma noktası kontrol edilebilir kuyruk akımı (IABC) üe ayarlanabilir. Böylece OTA nın eğimi istenilen bir değere getirilebilir. Filtre tasarımında bu özellikten yararlanılabilir [1]. Bu özellik diğer faktörlere de bağlı olarak filtre karakteristiğinde 3 ila 6 dekad arası bir kontrol edilebilirlik sağlamaktadır. Bir OTA nm giriş gerilimi-çıkış akımı tanım bağıntısı lineer değildir, BJT OTA yapılarında tanh fonksiyonunu izler, bu nedenle VD fark giriş gerilimi belli sınırlar içerisinde kalmak zorundadır. VD geriliminin bu aralığm dışma çıkması durumunda lineer bir geçiş iletkenliği elde edilemez. Bu nedenle, daha büyük giriş gerilimleri ile doğrusal bir şekilde çalışabilmek için OTA'nm lmeerieştirilmesi gerekir. Yukarıda sözü edilen lineersizlik, OTA nm iki lineerleştinne diyodundan ve bir akımgerilim çeviricisinden oluşan ters tanh devresi ile sürülmesi halinde bütünüyle ortadan kaldırılabilir [2]. Yüksek frekans performansının iyi olması ve ayar edilebilir parametreye sahip olmasından ötürü tercih edilen dolayısryle yaygın biçimde kullanılan bir eleman olma yolunda olan OTA nm C elemanları ile oluşturulan aktif filtrelerde distorsiyon ve sıcaklık duyarlığı önemli bir sorundur. Bu çalışmada OTA nın lmeerieştirilmesi ile bu sorunların büyük ölçüde çözümlenebileceği gösterilmiştir [3]. Lineerleştinne direncinin distorsiyona etkisi araştırılmış, belli bir lineerleştirme direnci değerinde harmonik distorsiyonunun minimum olduğu ortaya konmuş, bu şarû yerine getiren optimum RUN direncinin belirlenmesinde izlenecek yollar araştırılmıştır. ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 541 - YAPILAN ÇALIŞMA Pratikte kullanılan BJT li LM3600 ün iç yapısı Şekil 1. de verilmiştir. OTA um çıkış akımı- Şekil-2. Lineerleştirilnıiş BJT OTA devresi. Şekil-2 de verilen OTA nm giriş gerilimi için aşağıdaki bağıntılar yazılabilir: S<ekiM. BJT OTA devresi. gınş gerilimi bağıntısı, tıpkı kmvetlendiricilerinde olduğu gibi değildir ve aşağıdaki abi ifade edilir: {v \ fark lineer V» (1) R (4) us yazılabileceğinden, Bu bağıntı nedeniyle VD gerilimi belli değerleri aşamaz. Bu sınır değerler -2VT <V D <2V T aralığında kalmalıdır. (1) bağıntısı senye açılır, yüksek dereceli terimler atılırsa, yukarıda verilen aralık içinde OTA run eğimi aşağıdaki abi ifade edilir. (2) Burada Vr ısıl gerilimi göstermektedir. Geçiş iletkenliğinin sıcaklığa bağlı olması ise sorun olmaktadır. Isıl bakımdan kararlı devrelerin gerçekleştirilmesi isteniyorsa bu sakıncanın önüne geçilmesi isteniyorsa bu sorunun giderilmesi gerekir. Daha büyük giriş gerilimleri ile doğrusal bir şekilde çalışabilmek için OTA nın lineerieştirilmesi gerekmektedir. Bu lineersızlik Şekıl-2 de verilen OTA nın iki lineerleştirme diyodunun ve bir akım/gerilim çeviricisinin oluşturduğu ters hiperbolik devresiyle sürülmesi sonucu hemen hemen bütünüyle ortadan kaldırılabilir. VD = 2. VT. arctan h.\ (5) elde edilir. Bu bağıntı (1) de yerine konursa. 1(6) bulunur. Bu bağıntı düzenlenirse, / ABC • ' IX Ol,T I .Rr,,- (7) elde edilir. Yapılan bu işlemlerden sonra OTA nın lineer geçiş iletkenliği h • Rus (8) biçiminde elde edilir. Giriş geriMminın değişim aralığı RUN direnci ile ayarlanabilir. Bu aralık - R U N IO < V ı N < Rt.iN lo biçiminde verilir. Bu aralık aşılırsa Gm geçiş iletkenlik değeri doğrusal olmaktan çıkar. Çünkü VıN geriliminin yönüne bağlı olarak lineerleştirme katındaki tranzistorlardan biri doymaya diğeri de kesime gider. Bu yapı üstte ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 542- verilen aralık içinde oldukça düzgün çalışır. Ancak bu yapı kullanılırken dikkat edilecek husus, devrenin RUN direncinin büyüklüğüne bağımlı olarak giriş gerilimlerinin çok küçük değerleri için duyarsızlaşmasıdır. Lineerleştirme işlemi sonucu elde edilen geçiş eğrisinin idealden sapması sonucu bir lineerlik hatası oluşur. Bu hata, s= bağıntısı ile hesaplanabilir. Lineerleştirilmiş ve lineerleşririlmemiş devrelerde çeşitli IABC sabit akımları için Gm eğiminin V^ giriş genlimiyle değişimi Şekil-3 ve Şekil-4 de gösterilmiştir. Lineeıleştirihniş OTA lı devreler düşük distorsiyonlu düzenlerin gerçekleştirilmesinde kullanılabilir. Ayrıca Gm ifadesinde sıcaklıkla ilgili bir terim bulunmadığından sıcaklık duyarlığı en aza indirgenmiş olur. Bunun yaııısıra büyük giriş gerilimleri ile çalışılabileceğinden işaret, gürültü oranı bakımından da daha üstün hale gelir. Şekil -2 de giriş devresine ilişkin çevre denklemi yazılırsa. •^2=0 ~VSE\ 1S bulunur.Burada Al, VıN geriliminin yönüne bağlı olarak lı ve I: akımlarında oluşan artma veya azalma miktarıdır. Lineerleştinne devTesı tararından üretilen ters hiperbolik fonksiyonunun ideale yakın olabilmesi için Al-VtN SOnv 9. \ 50m /s- 40m \\ ^\ 3Om / 20m / / Om -100mV 0 - 5 0 m» - 3mA f ıı •• -A 200u **c KXJu İm A (9) Gm(0).V1N V G. 300u ov 50 mV V,. 100 ŞekilO. Basit BJT OTA dev resinde çeşitli Luc sııbit akımları için Cm eğiminin VLN giriş gerilimiyle değişimi -12V ov -8V 8V I2V ŞekiW. LJneerleştiıilıuiş BJT OTA de\Tesiııde çeşitli I A S C sabit akınılun için Cm eğinlinin V'c- giriş geriliıuivle değişimi değişiminin doğnısal ohnası Yukandaki bağıntı düzenlenirse, aerekir. 11 = (10) Ru\ elde edilir. Bu bağıntıdan AI-V^ değişiminin doğrusal olabilmesi için R L [ N direncinin yeten kadar büyük olması yada küçük giriş gerilimleri ile çalışılması gerektiği görülebilir. O halde RUN direncinin büyük yapılması OTA nın geçiş eğrisinde oluşan lineerlik hatasını azaltacaktır. RUN direnciniu büyük yapılması beraberinde bazı sakıncalar getirir. Bu durumda devre küçük giriş gerilimleri için duyarsızlasın Aynca (8) bağıntısı ile elde edilebilecek Gm geçiş iletkenlik değeri küçülür. RUN direncinin büyütülmesi OTA nın giriş direncinin de büyümesini sağlar. Girişteki liueerleştinne katının sağlıklı çalışmasının RUN direncinin büyük değerde tutulmasını gerektirdiği yukarıda belirtilmişti . Bu durumda ayın Gm in elde edilebilmesi için (8) bağıntısına göre IABC kontrol akımının arttırılması veya I() akımının azaltılması gerekmektedir. Bu ise OTA nın geçiş eğrisindeki lineerlik hatasının büyümesine yol açar. Sözü edilen sorunlar nedeniyle Rı.^ direnci rastgele belirleuemez. Eğer düşük distorsivonlu ve kararlı devrelerin ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 543- gerçeklenmesi isteniyorsa RUN direncinin optimize edilmesi gerekir. RUN direncinin rastgele seçilemiyeceği, distorsiyon bakımından optimum bir değerde tutulması gerektiği açıktır. RUN <opo direncinin belirlenebilmesi için toplam harmonik distorsiyonunun (THD) RLıN ile değişimi sabit Gm ler için izlenmiştir. Yapılan simülasyonlar sonucunda THD nunu minimum yapan optimum direnç değerlen belirlenmiştir. Bilgisayar simülasyoniarmda SPICE 3C programı tercih edilmekle beraber PSPICE programı ile de distorsryon bakımından minimum noktalar elde edilebilmektedir. Lineerleştirilmiş OTA nın yapılan simülasyonlan sonucu, farklı Gm ler için THDRUN değişimini gösteren eğriler çizilmiş ve RtiNıopi) direnç değerleri belirlenmiştir. Sözü edilen eğriler Şekil-5 de verilmiştir. Distorsryon bakımından kritik çalışma noktasında bulunan Qg ve Qn tranzistorleri Level=2, diğer deyişle yüksek doğruluklu tranzistor modeli ile temsil edilmiş, geri kalan tranzistorlar Level=l modeli ile modellenmiştir [4]. V, THO 1000 hiperbolik fonksiyonu ideale yaklaşmakta, dolayisiyle THD küçülmekte ve belli bir değer için minimum olmaktadır. SONUÇ Yapılan çalışmada elde edilen sonuçlar, düşük distorsiyonlu, yüksek doğruluklu geçiş iletkenliği kuvvetlendiricilerinin tasarlanması açısından önemli yenilikler getirmektedir. Giriş geriliminin değişim aralığının olabildiğince geniş olması, OTA larla gerçekleştirilen bir çok uygulama için özellikle istenen bir durumdur. Bu açıdan bakıldığında, gerçekleştirilen çalışmadan elde edilen sonuçların devTe tasarımcısına yeni olanaklar sağlayacağı görülmektedir. Kaynaklar |1] Acar. C, Anday, F. and Kuntman. H.. On the realization of OTA-C Tüten. International Journal of Circuit Theory and Applications. 21. pp 331-341, 1993. |2| BampeLT., Palotas.L. Entvvurf elektrisch steuerbarer Fil ter mit Transkonduktanzverstaerkern. Frequenz. 47, p.219.1993. |3| Cengiz, A., OTA'da distorshoo ve OTA Ue adaptif filtre tasannu. Lisans Tezi. İTÜ Elektrik-Elektronik Fakültesi Elektronik ve Haberleşme Müh. Bol., 1994. [4| Tekdetnir. E.t Kuntman. H.. Implementation of a novel BJT model into the SPICE sünularioo program to obtain eıtended accuracy. International Journal of Electronics, 75. pp. 1185-1199. 1993 10000RLİN Şekil-5. Sabit G m değerleri için THD-RUN değişimleri Şekil-5 de görüldüğü gibi sabit Gm ler için RUN arttırıldıkça THD azalmakta, belli bir Rı.iN(opt) değeri için minimum olmakta ardından hızla büyümektedir. RUN büyütüldükçe lineerleştirme katı tarafından üretilen ters ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ 6. ULUSAL KONGRESİ - 544-